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Scientific Reports volumen 13, Número de artículo: 1260 (2023) Citar este artículo

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Proponemos una unidad de procesamiento fotónico para computación analógica de alta densidad utilizando moduladores de microanillo basados ​​en modulación de intensidad (IM-MRM). La señal de salida en la longitud de onda de resonancia fija se modula directamente en intensidad cambiando la relación de extinción (ER) del IM-MRM. Gracias al enfoque de intensidad modulada, la unidad de procesamiento fotónico propuesta es menos sensible a la diafonía entre canales. Los resultados de la simulación revelan que el diseño propuesto ofrece un aumento máximo de 17 veces en la densidad del canal de longitud de onda en comparación con su contraparte modulada en longitud de onda. Por lo tanto, un núcleo de tensor fotónico de tamaño 512 \(\times \) 512 se puede realizar mediante líneas de fundición actuales. Se construye un simulador de red neuronal convolucional (CNN) con precisión de 6 bits para la tarea de reconocimiento de dígitos escritos a mano utilizando el modulador propuesto. Los resultados de la simulación muestran una precisión general del 96,76 %, cuando el espaciado del canal de longitud de onda sufre una penalización de potencia de 3 dB. Para validar experimentalmente el sistema, se llevan a cabo operaciones de producto de 1000 puntos con un sistema firmado de 4 bits en un chip fotónico empaquetado conjuntamente, donde las E/S ópticas y eléctricas se realizan utilizando técnicas de unión de cables fotónicos y eléctricos. El estudio de los resultados de la medición muestra un error cuadrático medio (MSE) de 3,09\(\times \)10\(^{-3}\) para los cálculos de productos escalares. El IM-MRM propuesto, por lo tanto, hace que el problema de la diafonía sea manejable y proporciona una solución para el desarrollo de sistemas de procesamiento de información óptica a gran escala con múltiples longitudes de onda.

Los requisitos computacionales y los gastos de energía han aumentado rápidamente, ya sea para procesar el aumento exponencial de los datos generados por las redes móviles de ultra alta velocidad o para abordar la demanda de aceleración de la inteligencia artificial 1. Sin embargo, los procesadores electrónicos de última generación actuales, que se han desarrollado con un progreso sorprendentemente rápido en las últimas décadas, se están acercando a su límite de crecimiento sujeto a la Ley de Moore. Se puede prever que si el progreso continúa a lo largo de la ruta actual, estos requisitos computacionales se volverán rápidamente prohibitivos desde el punto de vista técnico y económico. máquinas de procesamiento 3. En comparación con sus contrapartes eléctricas, los circuitos fotónicos tienen sus ventajas predominantes: las señales ópticas que viajan a la velocidad de la luz pueden manipularse mediante modulación de transmisión, experimentan una atenuación más baja y generan menos calor en función de la distancia 3. Muchas aplicaciones ópticas específicas Los procesadores se han aprovechado para abordar tareas matemáticas 4,5 y de procesamiento de señales 6,7 con un rendimiento mejorado en órdenes de magnitud.

La fotónica integrada ha llamado mucho la atención debido a su capacidad para generar, manipular y detectar señales ópticas en un solo chip. Aprovechando los circuitos integrados fotónicos (PIC) fabricados con procesos compatibles con CMOS, se pueden construir sistemas de procesamiento fotónico miniaturizados con alto rendimiento y bajo costo. Según los requisitos de la fuente de luz, los sistemas de procesamiento fotónico se pueden dividir en dos categorías, arquitecturas coherentes y arquitecturas de longitud de onda múltiple. Para la arquitectura coherente, la luz de entrada coherente se emplea en una matriz de divisores de haz y cambiadores de fase para realizar transformaciones de matriz usando interferencia entre diferentes caminos 3. La malla basada en interferómetro Mach-Zehnder (MZI) es la red de procesamiento fotónico lineal dominante con señales de entrada coherentes. Es una arquitectura madura y bien estudiada para multiplicaciones de matrices en sistemas computacionales, incluidas aplicaciones en redes neuronales ópticas 8, 9, simulaciones de transporte cuántico 10, líneas de retardo ópticas reconfigurables 11 y descomposición de valores singulares 12. Sin embargo, las interconexiones ópticas coherentes exhiben sensibilidad a la fase óptica, que requiere calibración después de cada capa de malla MZI 13. Además, dado que las arquitecturas coherentes requieren una referencia de fase óptica única, solo se puede emplear un láser de fuente única. Esto requería que el láser generara una alta potencia óptica suficiente para todo el sistema. A diferencia de los sistemas coherentes, las arquitecturas de múltiples longitudes de onda usan señales incoherentes generadas por fuentes de luz individuales en diferentes longitudes de onda o una sola fuente que produce múltiples longitudes de onda para transportar y procesar la información. Aprovechando la multiplexación por división de longitud de onda (WDM), cada señal de entrada es una potencia óptica analógica en una longitud de onda determinada procesada en paralelo por un banco de moduladores.

Una arquitectura integrada de longitud de onda múltiple, a saber, transmisión y peso, propuesta por primera vez 14 y demostrada 15 utilizando resonadores de microanillos en cascada (MRR) en las plataformas fotónicas de silicio, ha demostrado sus capacidades únicas en aplicaciones de procesamiento de información, incluidas las redes neuronales fotónicas 16, procesamiento de señales inalámbricas 17\(^{,}\) 18, y programación no lineal 19. Las señales entrantes asignadas a diferentes portadores de longitud de onda son multiplexadas por división de longitud de onda y ponderadas por un banco de peso fotónico, que se realiza sintonizando moduladores MRR. A continuación, las señales se suman mediante la detección diferencial de potencia total. Normalmente, los moduladores MRR están modulados por longitud de onda. El pico resonante del MRR cambia cuando el índice de refracción del núcleo de la guía de ondas cambia a través del efecto termoóptico o el efecto de dispersión de plasma. Esto da como resultado una variación de la intensidad de transmisión en la longitud de onda de la portadora. Uno de los inconvenientes de esta técnica de modulación, particularmente en un sistema 20 a gran escala, es el problema de la diafonía entre canales. Debido a este problema, es necesario minimizar la amplitud de la modulación óptica de los canales de longitud de onda individuales, lo que, como resultado, limita la escalabilidad del sistema de procesamiento fotónico. Otra arquitectura de múltiples longitudes de onda para la computación fotónica se ha demostrado recientemente mediante la utilización de matrices de barras transversales de memoria de material de cambio de fase (PCM), que permiten una velocidad de billones de operaciones de acumulación múltiple (MAC) por segundo 21. Sin embargo, en este enfoque, las señales son inscrito en función de la tasa de absorción del parche PCM en la guía de ondas. Parte de la potencia de luz de entrada es disipada por la absorción. Además, las señales transportadas en diferentes longitudes de onda se combinan en la guía de onda del bus a través de acopladores direccionales. Estos acopladores generarán pérdidas adicionales debido al acoplamiento de banda ancha. Aunque no hay diafonía entre canales, el sistema de barra cruzada muestra una menor eficiencia energética en comparación con el sistema basado en MRR.

Este artículo investiga un esquema de modulación de intensidad de longitud de onda fija para un sistema de procesamiento de señales fotónicas basado en WDM. Como se muestra en la Figura 1a, se presentan moduladores de microanillo (MRM) basados ​​en acoplamiento interferométrico, que contienen componentes de modulación de índice (que se muestran en púrpura) en la región de acoplamiento y la región del resonador. Las fuentes WDM entrantes primero son moduladas por los MRM de paso total en el banco de modulación y luego ponderadas por las matrices de filtros MRR de adición y caída en el banco de ponderación en cada longitud de onda. Al ajustar la fuerza de acoplamiento y la condición de resonancia, se puede lograr una modulación de intensidad directa en sus longitudes de onda de resonancia fijas con diafonía entre canales insignificante. Por último, se emplean fotodetectores balanceados (BPD) en la salida para la suma de intensidad de longitud de onda múltiple. Los resultados de las simulaciones muestran que cuando se busca una penalización de potencia de 3 dB, los IM-MRM pueden mejorar la separación entre canales de longitud de onda en un factor de diecisiete en comparación con los MRM de longitud de onda modulada. Usando la técnica de unión de cables fotónicos (PWB), el chip fotónico que incluye nuestro sistema propuesto basado en IM-MRM se ensambla en una placa de circuito impreso (PCB) y se demuestra el cálculo del producto escalar. PWB implica escritura de guía de ondas basada en polímeros fotosensibles tridimensionales entre diferentes plataformas después de la colocación del troquel, lo que relaja el requisito de alineación fina 3. Según los experimentos realizados con el chip fotónico empaquetado, un error cuadrático medio de 3,09 ) 10\(^{-3}\) se observa para 1000 multiplicaciones con valores de entrada aleatorios. Además, para estudiar el desempeño del esquema propuesto en un sistema a gran escala, se construye un simulador de red neuronal convolucional utilizando un entorno de co-simulación en Lumerical y Python. Las simulaciones basadas en el conjunto de datos de reconocimiento de dígitos escritos a mano del MNIST muestran que la arquitectura puede lograr una precisión del 96,76 %. Los resultados de la medición y la simulación muestran que los IM-MRM propuestos pueden ser la base de los sistemas de procesamiento de información óptica a gran escala que no sufren la diafonía entre canales.

( a ) Esquema del sistema de procesamiento fotónico propuesto utilizando IM-MRM. Para la modulación de intensidad, la luz de entrada WDM pasa a través de dos grupos de matrices IM-MRM, como el conjunto multiplicador (banco de modulación) y el conjunto multiplicando (banco de peso), respectivamente. La luz modulada en diferentes longitudes de onda luego es acumulada por el BPD en la lectura. ( b ) Esquema de un filtro IM-MRR de adición y caída y la sección transversal de la guía de onda dopada, que forma ICPH e IRPH en la región de acoplamiento y la región del resonador, respectivamente.

Los MRR basados ​​en acoplamiento interferométrico (o basados ​​en MZI acoplados en dos puntos) se han utilizado para conmutación sin impacto 22, modulación de alta velocidad 23, modulación PAM-4 24, línea de retardo fotónico 25, fuentes de fotón único 26 y post- corrección de fabricación 27. Recientemente, se informa sobre un multiplexor de adición y caída sintonizable de banda ancha que utiliza moduladores interferométricos basados ​​en acoplamiento 28. El diseño propuesto utiliza el esquema de modulación de intensidad similar para lograr la 'conexión' y la 'desconexión' de los canales de filtro. Sin embargo, este multiplexor necesita 4 MRR acoplados directamente como filtro Vernier y requiere un fotodetector adicional para sintonización y calibración, lo que inhibe su aplicación a gran escala en múltiples longitudes de onda.

El esquema de la Figura 1b ilustra el IM-MRM propuesto utilizado en nuestro sistema de procesamiento fotónico de alta densidad. Al agregar un MZI desequilibrado que actúa como un acoplador sintonizable, la relación de acoplamiento efectiva cambia cuando la respuesta espectral sinusoidal del acoplador MZI cambia en la longitud de onda 22. En consecuencia, la relación de extinción del pico resonante se puede modular en el MRM. La diferencia de longitud \(\Delta L\) entre los brazos del acoplador MZI desequilibrados (como se muestra en la Figura 1b) determina el rango espectral libre (FSR) del dispositivo, de acuerdo con las siguientes ecuaciones:

donde, \(FSR_\text {MZI}\) y \(FSR_\text {MRR}\) representan la FSR del acoplador MZI y la MRR, respectivamente, y R es el radio de la MRR. De acuerdo con diferentes valores no negativos de m, el espectro de acoplamiento y la resonancia del anillo se comportan como coperíodo o como resonancia periódica suprimida 22. Para realizar la modulación de intensidad a una longitud de onda fija, \(\Delta L\) se establece en \ (\pi R\) (m = 1/2) para acomodar el mecanismo de cambio de fase en el brazo MZI. Se puede diseñar un dispositivo para valores más grandes de m sacrificando la huella para mejorar la eficiencia de sintonización. Las ecuaciones analíticas utilizadas para el diseño del IM-MRM se pueden encontrar en la Sección S1 de la Información complementaria.

La sección transversal de la Figura 1b muestra una guía de ondas de silicio dopado, a saber, el calentador fotoconductor, que sirve como componente de modulación de índice y seguimiento de picos resonantes. Los calentadores resistivos dopados con N integrados en los MRR han mostrado efectos fotoconductores con alta capacidad de respuesta para sintonizar y estabilizar automáticamente el pico resonante del filtro a la longitud de onda de interés 29. A diferencia de la deposición de germanio (Ge) 30 o la implantación de diodos PIN 31, los calentadores resistivos dopados con N no no requieren pasos de implantación de defectos dedicados, deposiciones de material adicionales, fotodetectores dedicados o tomas de potencia óptica. Esto permite un método directo, compacto y de bajo costo para modular sistemas MRR a gran escala. Dos tipos de calentadores fotoconductores dopados con N están involucrados en nuestro diseño IM-MRM. Un calentador fotoconductor en el acoplador (ICPH) sirve como modulador de relación de acoplamiento efectivo en el acoplador MZI, y un calentador fotoconductor en el resonador (IRPH) sirve como monitor de pico resonante y compensador de longitud de onda en el MRR (que se muestra en la Figura 1b). Aunque los calentadores fotoconductores dopados con N se han empleado en sistemas de computación óptica 16, biodetección 32 y transmisión de datos 29, hasta donde sabemos, esta es la primera demostración de sistemas de procesamiento de información óptica de longitud de onda múltiple basados ​​en silicio dopado que aprovechan la modulación de intensidad en una longitud de onda fija.

Todos los dispositivos descritos en este documento se diseñaron con el editor de diseño de código abierto KLayout y SiEPIC-Tools, y se fabricaron en una oblea de silicio sobre aislante (SOI) con silicio de 220 nm de espesor y 2-\(\upmu \ Capas de óxido enterradas de )m de espesor a través de una fabricación de obleas multiproyecto SiEPICfab realizada por Applied Nanotools Inc. Los detalles de la configuración de caracterización óptica se pueden encontrar en la Sección S2 de la Información complementaria. La Figura 2a muestra una imagen microscópica del IM-MRM de paso total propuesto con componentes ICPH e IRPH integrados, que comparten el terreno para la consideración del ahorro de espacio. Las regiones dopadas con N y N\(^{++}\) tienen colores falsos. Vale la pena señalar que debido a la huella compacta (m = 1/2) y una tierra compartida, se observan efectos no deseados causados ​​por diafonía térmica y eléctrica entre el ICPH y el IRPH, que debe optimizarse en diseños futuros (discutido en " Discusión y conclusión" Apartado). El radio es de 15 \(\upmu \)m, y el espacio de acoplamiento es de 200 nm. El espectro de transmisión del IM-MRM fabricado, después de la calibración para eliminar la pérdida de inserción de los acopladores de rejilla, se muestra en la Figura 2b. El FSR se mide a 12,5 nm, que es aproximadamente el doble en comparación con un MRM basado en puntos de acoplamiento con el mismo radio. Esto coincide con el diseño anterior con \(\Delta L = \pi R\), considerando un índice de grupo de 3,85 para la guía de ondas dopada con N. El ruido en el espectro de transmisión se debe a la alta pérdida de retorno de los acopladores de rejilla que sufren altos niveles de retrorreflexión en el sistema, lo que se puede mejorar con la optimización. En la Figura 2c se muestra una gráfica ampliada que apunta a un pico resonante a 1526,25 nm, lo que indica un factor de calidad (factor Q) de \(\sim \)10 000 y una ER de 21 dB. En la Figura 2d, las curvas IV para ICPH e IRPH se presentan cuando no hay luz incidente (corriente oscura).

( a ) Imagen microscópica del diseño IM-MRM de paso total superpuesta con una descripción del circuito de ICPH e IRPH integrados. ( b ) Espectro de transmisión medido del IM-MRM fabricado después de la normalización, que muestra una FSR duplicada. (c) Una mirada más cercana al pico resonante a 1526,25 nm. ( d ) Curvas IV medidas para ICPH e IRPH integrados con voltajes que varían de 0 a 6 V.

La longitud de onda de resonancia y el ER del IM-MRM se pueden manipular aplicando voltajes a través de IRPH (\(V_\text {IRPH}\)) e ICPH (\(V_\text {ICPH}\)) 33. Como se muestra en En la figura 3a, cuando solo se aplica \(V_\text {IRPH}\) (de 0 a 3,5 V), el pico resonante muestra un desplazamiento hacia el rojo de 350 pm y la ER permanece en alrededor de 27 dB. Mientras que, cuando solo se aplica \(V_\text {ICPH}\), el pico resonante se desplaza y cambia la ER de 27 dB a 1,25 dB (Figura 3b). Por lo tanto, ajustando tanto \(V_\text {IRPH}\) como \(V_\text {ICPH}\) y cambiando el ER del pico resonante, podríamos realizar un esquema de modulación de intensidad, mientras que la posición del pico se mantiene sin cualquier cambio de longitud de onda. El diagrama de flujo del algoritmo de modulación de intensidad se describe en la Figura 3c. Primero, se selecciona una longitud de onda de interés (\(\lambda \)), que se logra aplicando un voltaje al IRPH (\(V_\text {IRPH}^{\lambda }\)). Para la codificación de información, se emplea un esquema de codificación/descodificación "analógico discreto" para implementar el mapeo directo de valores para traducir el número digital a un valor analógico 34,35. Se pueden encontrar más detalles sobre el esquema "analógico discreto" en la sección "Motor de producto punto". Aquí, aplicamos un voltaje al ICPH (\(V_\text {ICPH}^{w}\)) para lograr una transmisión en el pico resonante para representar los valores de entrada (w) de acuerdo con el ER medido de la Figura 3b. Esto provoca una deriva en el pico resonante a otra longitud de onda \(\lambda + \Delta \lambda \). Para compensar la deriva no deseada, se emplea un esquema de compensación de longitud de onda utilizando el mecanismo de fotodetección del IRPH. El voltaje aplicado al IRPH se barre de 0 a \(V_\text {IRPH}^{\lambda }\) mientras que \(V_\text {ICPH}^{w}\) se mantiene fijo. la fotocorriente generada en el IRPH a la longitud de onda \(\lambda \) se monitorea para encontrar la nueva longitud de onda resonante (\(V_\text {IRPH}^{w}\)). Vale la pena señalar que cambiar el voltaje aplicado al IRPH compensa el cambio de longitud de onda y cambia el ER simultáneamente, aunque con una eficiencia mucho menor (\(\Delta w<\) w). Se utiliza un algoritmo de calibración para ajustar \(V_\text {ICPH}^{w}\) y minimizar \(\Delta w\). Por último, el par de voltaje calibrado \(V_\text {ICPH}^{w}\) y \(V_\text {IRPH}^{w}\) se almacena para codificar el valor de entrada, w.

(a) Espectros de transmisión medidos del IM-MRM propuesto después de la normalización cuando se aplica un voltaje al IRPH de 0 a 3,5 V, así como el cambio de longitud de onda extraído y el cambio de ER (b) Espectros de transmisión medidos del IM-MRM propuesto después de la normalización cuando se aplica un voltaje al ICPH de 0 a 3,5 V, así como el cambio de longitud de onda extraído y el cambio de ER. ( c ) Diagrama de flujo del algoritmo de modulación de intensidad. PC: fotocorriente.

Los espectros de transmisión normalizados con valores discretos de ER del pico resonante fijados en 1526,5 nm se representan en la Fig. 4a. Al aplicar el voltaje al ICPH de 0 a 3,3 V seguido de cambiar el voltaje correspondiente en el IRPH (obtenido a través del algoritmo de modulación de intensidad), el ER del pico resonante varía de -27 a -1,25 dB sin cambio aparente de longitud de onda . La figura 4b muestra la salida calibrada extraída de los picos resonantes a 1526,5 nm en la figura 4a con diferentes pares de voltaje \(V_\text {ICPH}\) y \(V_\text {IRPH}\). Se puede observar que cuando \(V_\text {ICPH}\) es mayor que 1,66 V, la luz transmitida comienza a aumentar debido al cambio de la fuerza de acoplamiento, y \(V_\text {IRPH}\) cae de 3,46 a 0,13 V correspondientemente para compensación de longitud de onda. La figura 4c demuestra la operación multinivel con niveles de salida distintos de 4 bits. La transmisión vuelve al nivel 0 para el borrado (\(V_\text {ICPH}\) = 0 V y \(V_\text {IRPH}\) = 3,46 V) entre cada nivel. Dado que el voltaje aplicado y la salida transmitida muestran una relación no lineal durante la operación de modulación de intensidad, se introduce un paso de predistorsión simple aplicando una serie de pares de voltaje con incrementos desiguales para obtener niveles de salida aproximadamente lineales con un intervalo de \(\sim \) 0.05 \(\upmu \)W en la Fig. 4c. Se pueden lograr distribuciones lineales más precisas ajustando con precisión los pares de voltaje para cada nivel de potencia. En la Fig. 4c se observan tres desviaciones estándar (3\(\sigma \)) de 0,0048 \(\upmu \)W (SNR = 10,4 dB); por lo tanto, se podría lograr una precisión de 7,2 bits. Se ha informado que los MRM basados ​​en IRPH permiten el control multicanal continuo del banco de pesas con una precisión de hasta 8,5 bits 36. Mediante el empleo de un esquema de control de "interpolación" para monitorear y estabilizar todo el enlace óptico, los cambios ambientales en el sistema pueden ser detectados. compensado con alta precisión 36. Al seleccionar pares de voltaje predistorsionados aplicados a ICPH e IRPH, uno puede mover de manera confiable la potencia transmitida entre estos niveles intermedios conocidos con alta repetibilidad (que se muestra en la Fig. 4 (d) con una frecuencia de muestreo de 1 Hz). Puede encontrar información detallada sobre el paso de distorsión previa en la Sección S2 de la Información complementaria.

(a) Espectros de transmisión medidos después de la normalización con diferentes pares de voltaje \(V_\text {ICPH}\) y \(V_\text {IRPH}\) para operaciones de modulación de intensidad a 1526,5 nm. (b) Salidas calibradas del IM-MRM en el pico resonante. (c) 16 niveles de potencia distinguibles en orden ascendente consecutivo con 3\(\sigma \) = 0.0048 \(\upmu \)W. (d) Niveles arbitrarios alcanzados independientemente entre 16 niveles intermedios.

De manera similar, también se fabricó un filtro IM-MRR de adición y caída con un radio de 15 \(\upmu \)m para servir como elemento de codificación de información con signo positivo y negativo. Como se muestra en la Fig. 5a, se implementa otro acoplador MZI que conecta los puertos de adición y caída del IM-MRR, y ambos acopladores MZI están diseñados simétricos al anillo con espacios de acoplamiento de 200 nm para reducir el IL 37. La Figura 5b presenta conexiones directas y de caída espectros de transmisión de los puertos. Se observa un factor Q reducido de \(\sim \)1200 en comparación con el paso total, debido a la mayor pérdida de absorción en el resonador que contiene el IRPH con el doble de tamaño. En la Fig. 5c, las curvas IV se miden sin luz incidente. Los espectros de transmisión normalizados en los puertos de paso (azul) y caída (rojo) se miden aplicando diferentes pares de voltaje \(V_\text {ICPH}\) y \(V_\text {IRPH}\) y se presentan en la Fig. 5d junto con los valores de salida calibrados en la longitud de onda de resonancia (Fig. 5e) siguiendo el procedimiento en la Fig. 3c y la Sección "Caracterización y control". Los valores de peso medidos para el IM-MRR de adición y caída se representan en la Fig. 5f. Al restar la potencia de salida calibrada entre los puertos de caída y de paso, se obtiene un rango de peso de -1 a 0,75. La pérdida de inserción del modulador provoca la deducción de 0,25 del valor máximo en el lado positivo. Por lo tanto, para obtener un rango de peso simétrico con respecto a 0, se selecciona el rango de [-0.75, 0.75]. Dado que la multiplicación se puede interpretar como un valor de entrada ponderado por otro, definimos el mapeo entre los pares de voltaje y la potencia transmitida como el mapeo de entrada para el IM-MRM de paso total y el mapeo de peso para el IM-MRR de adición y caída. , respectivamente, en el resto de este trabajo.

( a ) Imagen microscópica del diseño del filtro de peso IM-MRR de adición y caída superpuesta con una descripción del circuito del ICPH e IRPH integrados. (b) Espectros de transmisión normalizados medidos en los puertos de paso (azul) y caída (naranja). ( c ) Curva IV medida para uno de los pares de voltaje ICPH e IRPH que cambia de 0 a 6 V. ( d ) Transmisión normalizada medida en los puertos de paso (azul) y caída (rojo) para la modulación de intensidad a 1520 nm. ( e ) Salidas calibradas del IM-MRR de adición y caída en el pico resonante. (f) Rango de peso medido a partir de la resta entre la salida calibrada en los puertos de caída y de paso. La región gris representa el rango simétrico relativo a 0.

Se sabe que el número y el ancho de banda de las señales ópticas están restringidos por la capacidad de los moduladores para sintonizar cada canal de longitud de onda de forma independiente 13. En los sistemas WDM, dos factores determinan la densidad máxima del canal de longitud de onda, el FSR y el ancho de línea del MRR. Es decir, la delicadeza del resonador (\(\mathscr {F}\) = FSR/ancho de línea) establece el límite superior de abanico: \(N\le \mathscr {F}\), donde N es el número de canales de longitud de onda. Sin embargo, a diferencia de los demultiplexores, los bancos de peso en la arquitectura de transmisión y peso son reconfigurables, lo que requiere modulaciones independientes para cada señal en un rango de transmisión 13. Además, los bancos de peso contienen dos puertos de salida (directo y directo). Las señales de entrada transportadas por diferentes longitudes de onda se multiplexan y demultiplexan proporcionalmente mediante una serie de MRR de adición y caída en los bancos de peso, donde la diafonía entre canales resulta de la superposición de las bandas de paso ópticas de los moduladores. Por lo tanto, siempre es necesario un espaciado de canal de longitud de onda mayor que el ancho de línea de los MRR para minimizar el impacto de la diafonía.

Los impactos de la diafonía en los sistemas WDM basados ​​en MRR se han investigado numéricamente, en los que el nivel de diafonía se especifica por el nivel de aislamiento entre canales adyacentes 38,39,40. En cuanto a la arquitectura de transmisión y peso, utilizamos una métrica similar para permitir que el efecto de diafonía se incorpore al presupuesto de energía de los bancos de peso. La métrica se define como el rango de potencia ponderado para una señal cuando se ve afectada por la diafonía en relación con el rango en ausencia de fuentes de diafonía. Se ha informado que se observa una penalización de potencia de 3 dB causada por la diafonía en los bancos de peso sintonizados por modulación de longitud de onda, cuando el espaciado de canal de longitud de onda mínima cae entre 3,41 y 4,61 veces el ancho de línea 13. Considerando una finura de 368 y una longitud de onda mínima Espaciado de canales de 3,41 veces el ancho de línea, se pueden admitir hasta 108 canales de longitud de onda en el sistema de transmisión y ponderación 41. La delicadeza de 368 se demuestra experimentalmente mediante un MRR pasivo con un radio de 1,5 \(\upmu \)m. Sin embargo, será un desafío lograrlo con componentes de modulación activa 42. Un radio de MRR más fabricable es de 5 \(\upmu \)m para un MRM activo con un factor Q estimado aceptable de 10,000. Por lo tanto, el ancho de línea del pico resonante es de alrededor de 153 pm, lo que revela que solo se pueden admitir 34 canales de longitud de onda. Como resultado, se requiere una solución para abordar el límite de escalabilidad causado por la diafonía entre canales.

La modulación de intensidad a una longitud de onda fija muestra el potencial para la codificación de señales con una penalización de diafonía más baja y una densidad de canal de longitud de onda más alta. Dado que la longitud de onda se mantiene fija durante el proceso de codificación, no se necesita un espaciado de canal de longitud de onda adicional para adaptarse a la desviación de la longitud de onda. Para investigar la escalabilidad del sistema IM-MRM propuesto, empleamos las herramientas de Lumerical para simulaciones 43. Se desarrolló un modelo compacto personalizado para el IM-MRM en Lumerical INTERCONNECT y se usó para la investigación de la penalización por diafonía. Cifra. 6(a,c) muestran los espectros de transmisión de dos tipos de sistemas IM-MRM en cascada, y los recuadros muestran el esquema de los anillos en cascada. El primer tipo es un MRM de paso total en cascada con un filtro MRR de adición y caída (Tipo-I en la Fig. 6a), que se utiliza para investigar la diafonía entre canales entre los bancos de modulación y los bancos de peso. Para el segundo tipo, ambos MRM son de paso completo y en cascada en paralelo (Tipo-II en la Fig. 6c). Se utiliza para investigar la diafonía entre canales únicamente en bancos de pesas. El espaciado del canal de longitud de onda se normaliza por el ancho de línea (\(\delta \omega \) = \(\mathscr {F}/N\) 13). Esto proporciona una comparación objetiva entre los sistemas MRM con diferentes anchos de línea y FSR. Al cambiar el ER del pico resonante en el Canal-1 (que se muestra como Canal-1 en la Fig. 6), la transmisión en los puertos directos (azul) y de caída (rojo) en el Canal-2 (que se muestra como Canal-2 en la Fig. 6) se modifica pasivamente debido al fenómeno de diafonía (\(\delta \omega \) = 0,5 en ambos sistemas). Se puede observar que el impacto de la diafonía en la Fig. 6 (a, c) es diferente. En la Fig. 6a, la penalización por diafonía en el Canal 2 se debe principalmente a la superposición de la banda de paso con forma de Lorentz en el Canal 1, y solo el puerto de derivación en el Canal 2 se ve fuertemente afectado. Mientras que, en la Fig. 6c, la diafonía entre canales es más compleja. Dado que estos IM-MRM de adición y caída comparten dos guías de ondas de bus paralelas que están acopladas en paralelo a cada MRM, se crea una ruta de retroalimentación coherente similar a un resonador entre las resonancias de longitudes de onda similares. La interacción coherente es específicamente grave cuando las resonancias están muy próximas entre sí. Depende de la fase 13 de la guía de onda del bus. El cambio de fase inducido por la guía de onda del bus afecta el rendimiento de dos picos resonantes adyacentes cuando el método de modulación se basa en el cambio de longitud de onda. Para el sistema de banco de pesas basado en modulación de intensidad propuesto aquí, solo necesitamos monitorear la intensidad de la luz en longitudes de onda de resonancia individuales donde la interferencia coherente tiene un impacto mínimo en la amplitud 44. Por lo tanto, la transmisión en la longitud de onda máxima resonante solo se determina por Urgencias. En la Sección S3 de la Información complementaria se presenta una derivación detallada de la interferencia coherente dentro de múltiples MRR en cascada.

El mapeo de valores basado en penalización de potencia de 3 dB para dos tipos de sistemas MRM en cascada se representa en la Fig. 6 (b, d) con \(\delta \omega \) = 0.5 y 0.2, respectivamente, los cuales presentan el alcanzable rango de mapeo (cuadros rojos en la Fig. 6 (b, d) cerca de 0.5. A diferencia de la Fig. 6 (a, c) que presenta los espectros de transmisión obtenidos aplicando solo pares de voltaje al IM-MRR en el Canal-1, gráficos en Las Fig. 6(b,d) se obtienen modulando ambos IM-MRR simultáneamente. Para los sistemas Tipo I, solo se consideran valores positivos que se obtienen del puerto pasante del sistema. Requiere \(\delta \omega \) = 0,5 para permitir que ambos MRM se modulen de forma independiente entre 0 y 0,48, como se ve en la figura 6b. Para los sistemas de tipo II de la figura 6d, se investiga un rango de peso simétrico centrado en 0 generado por la potencia diferencial entre la caída y a través de puertos en cada canal de longitud de onda. Permite un espaciado de canal de longitud de onda más pequeño (\(\delta \omega \) = 0.2) para la misma penalización de potencia de 3 dB. La Figura 6e muestra el rango de mapeo máximo en función del canal de longitud de onda espaciado para ambos tipos con \(\delta \omega \) que varía de 0,1 a 1. Los diagramas de mapeo individuales detallados para cada espaciado de canal de longitud de onda se pueden encontrar en la Sección S4 de la Información complementaria. Teniendo en cuenta 3 dB como el punto de referencia de penalización de potencia tolerable, los sistemas de tipo I requieren \(\delta \omega>\) 0,5 (azul), mientras que los sistemas de tipo II requieren \(\delta \omega \) = 0,2 (naranja). Los bancos de modulación pueden ser de banda ancha, como los moduladores de electroabsorción (EAM) o los moduladores electroópticos (EOM), que no generan bandas de paso filtradas en la transmisión. Al implementar moduladores de banda ancha como bancos de modulación, solo se debe considerar la diafonía de tipo II. El espaciado del canal de longitud de onda es \(\sim \)17 veces más denso que el de los MRM convencionales basados ​​en modulación de longitud de onda (WM-MRM) 13,41 y, por lo tanto, se puede realizar un núcleo tensor con un tamaño de hasta 578. Esto demuestra que el esquema de modulación de intensidad en el sistema informático óptico basado en MRM mejora la tolerancia a la diafonía entre canales y facilita el uso de más canales de longitud de onda dentro de una FSR.

Vale la pena mencionar que el ruido debido al batido de la señal puede ocurrir en la lectura de BPD cuando dos picos resonantes están demasiado cerca, de modo que la diferencia de las frecuencias ópticas está dentro del ancho de banda del detector. Para eliminar este ruido, se necesita un filtro de frecuencia en la lectura para eliminar las frecuencias de pulsación que son mayores que la frecuencia de muestreo del sistema. Para las frecuencias ópticas con una diferencia de 5 GHz en la banda C, la separación entre canales es de aproximadamente 40 pm en longitud de onda. Considerando \(\delta \omega \) = 0.2 en el sistema Tipo-II, el FWHM de cada pico resonante es \(\sim \)200 pm. Por lo tanto, para reducir la diafonía causada por las señales de pulsación con < 5 GHz, el factor Q del pico resonante debe ser inferior a 7750.

(a) Espectros de transmisión simulados en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) de un sistema con un MRM de paso total conectado en cascada con un filtro MRR de adición y caída (Tipo I), el espaciado de canal normalizado por ancho de línea se establece en 0,5 . Recuadro: Esquema del sistema Tipo-I, donde el filtro MRR de la izquierda genera el pico resonante en el Canal-1 y el de la derecha genera el pico resonante en el Canal-2. (b) Valores alcanzables para el Canal-1 y el Canal-2 del sistema Tipo-I con \(\delta \omega \) = 0,5. El cuadro rojo muestra el rango utilizable de [0, 0.5] para ambos canales. (c) Espectros de transmisión simulados en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) de un sistema con dos MRM de paso total en cascada (Tipo II), el espaciado de canal normalizado por ancho de línea se establece en 0,5. Recuadro: Esquema del sistema Tipo II, donde el filtro MRR de la izquierda genera el pico resonante en el Canal 1 y el de la derecha genera el pico resonante en el Canal 2. (d) Valores alcanzables para el Canal-1 y el Canal-2 del sistema Tipo-II con \(\delta \omega \) = 0,2. El cuadro rojo muestra el rango utilizable de [–0.5, 0.5] para ambos canales. (e) Rango de mapeo alcanzable para dos tipos de sistemas en cascada IM-MRM con el espaciado de canal normalizado de ancho de línea que varía de 0.1 a 1. La línea discontinua representa el umbral de penalización de potencia de 3 dB.

Se prueba un sistema de cálculo de producto escalar que incluye un chip fotónico con un IM-MRM de paso total y un filtro de peso IM-MRR de adición y caída. El chip fotónico se empaqueta conjuntamente en una PCB personalizada, aprovechando la unión de cables fotónicos y eléctricos para entradas/salidas (E/S) ópticas y eléctricas. Utilizamos un método de ensamblaje de chip a bordo para el empaque conjunto del chip fotónico. Los tres pasos principales para el empaque conjunto son los siguientes. En primer lugar, el chip fotónico y las ranuras en V con fibras monomodo se montan directamente en un sustrato de PCB utilizando epoxis curables por UV. En el segundo paso, la unión de cables fotónicos se realiza utilizando un soldador de cables fotónicos. PWB es una técnica de vanguardia para implementar interconexiones ópticas con guías de ondas de polímero construidas por polimerización de dos fotones in situ 45,46, lo que permite una interconexión flexible con una baja pérdida de inserción entre diferentes plataformas de materiales y componentes (láseres III-V 47, SOAs 48, fibras ópticas 46 y chips fotónicos de silicio). PWB evita el acoplamiento fuera del plano; lo que permite E/S ópticas densas con un paso de hasta 25 \(\upmu \)m 49. Además, la técnica PWB es completamente automática y no tiene requisitos de alineación activa, lo que hace que PWB sea adecuado para la producción en masa 46. El tercer paso es eléctrico Unión de cables (EWB). En este paso, las almohadillas de enlace de aluminio (Al) en el chip fotónico se unen por cable a las almohadillas de oro de inmersión de níquel no electrolítico correspondientes en la PCB para implementar interconexiones eléctricas de chip a PCB. Se utiliza una energía ultrasónica para conectar un cable de Al desde las almohadillas de chips fotónicos a las almohadillas de PCB. Utilizamos el bonder de cuña-cuña. Se puede encontrar más información sobre el resultado del empaque conjunto en la Sección S6 de la Información complementaria.

La Figura 7a muestra el chip fotónico empaquetado conjuntamente en la PCB. La soldadura debajo del chip fotónico está expuesta en la parte inferior de la PCB para controlar la temperatura. Una imagen microscópica ampliada en la Fig. 7b presenta el chip fotónico montado y las matrices de fibra con ranuras en V en la PCB, con E/S ópticas y eléctricas para conducir la señal dentro y fuera del chip fotónico. Se emplea un medidor de potencia óptica de doble canal como lectura fuera del chip para la conversión O/E y la sustracción de potencia. La figura 7c presenta una serie de imágenes ampliadas que se centran en los enlaces fotónicos y de cables eléctricos y el chip fotónico. Un MRR de entrada (IM-MRM de paso total) para la codificación de entrada y un MRR de ponderación (IM-MRM de adición y eliminación) para la ponderación de la señal se conectan en cascada en el chip (Figura S8a), donde los cables eléctricos están etiquetados con \(V_\ text {IRCH}\) y \(V_\text {IRPH}\) se utilizan para aplicar pares de tensión a cada MRM. El medidor de fuente proporciona impulso y polarización al chip fotónico empaquetado. Cuando no se aplica voltaje, los espectros de transmisión fabricados del chip fotónico empaquetado medidos en los puertos de paso (azul) y caída (naranja) se muestran en la Fig. 7d. Se observa una pérdida de inserción de alrededor de -17,5 dB (pérdida de inserción de -7,5 dB por interfaz PWB considerando que cada IM-MRM tiene una inserción de -1,25 dB), lo que podría deberse al grabado insuficiente de la abertura de óxido en las interfaces PWB y su rugosidad. paredes laterales (ver imágenes SEM en la Figura S11 de la Información complementaria).

( a ) Imagen microscópica del chip fotónico empaquetado conjuntamente en la PCB. (b) Imagen ampliada del chip fotónico montado y matrices de fibra con ranuras en V, que muestra las E/S ópticas y eléctricas. (c) Una serie de imágenes ampliadas que se centran en los cables de unión fotónicos y eléctricos y el chip fotónico. ( d ) Espectros de transmisión medidos como fabricados del chip fotónico en los puertos de paso (azul) y caída (naranja).

Para evaluar experimentalmente la diafonía entre canales antes mencionada, se aplican posteriormente diferentes pares de voltaje a ambos IM-MRM en los chips empaquetados conjuntamente. La Figura 8a muestra los espectros de transmisión normalizados en los puertos directos (azul) y de caída (rojo). Se observan dos picos resonantes en la transmisión de puerto pasante y uno en la transmisión de puerto directo. Por lo tanto, los picos izquierdo y derecho están asociados con los filtros IM-MRR de paso total (Canal 1) y de adición y caída (Canal 2), respectivamente. El espaciado del canal de longitud de onda se establece en 0,7 nm (\(\delta \omega \) = 0,5) simplemente ajustando el \(V_\text {IRPH}\) aplicado al filtro IM-MRR de adición y caída en el Canal-2. Al cambiar el par de voltaje del IM-MRM de paso total, la intensidad de transmisión varía en el Canal-1. Al mismo tiempo, la transmisión del puerto de derivación en el Canal 2 cambia en consecuencia debido a la diafonía. Como se ve en la Figura 8a, con diferentes pares de voltaje aplicados al IM-MRM de paso total, la potencia máxima transmitida normalizada en el Canal 1 puede llegar a -3 dB, mientras que en condiciones críticas de acoplamiento en el Canal 1, la pérdida de inserción de el IM-MRR de adición y caída en el canal 2 cae 3 dB. Ambas observaciones son consistentes con los resultados de la simulación en la Fig. 6a.

Luego, aplicamos diferentes pares de voltaje al filtro IM-MRR de adición y caída para generar los valores de mapeo alcanzables en el canal 2 cuando se aplican previamente diferentes valores de mapeo de 0 a 1 al IM-MRM de paso total en el canal 1. El valor de mapeo está representado por la intensidad detectada normalizada por la transmisión máxima (0 dBm). La Figura 8b muestra que el rango de mapeo alcanzable medido para el Canal 1 y el Canal 2 está limitado dentro de [0, 0,5] (cuadrado verde) debido a la diafonía de penalización de potencia de 3 dB entre canales. La variación en el color de los puntos en el gráfico representa el valor de mapeo esperado aplicado previamente al IM-MRM de paso total en el canal 1. Sin embargo, el valor medido en el Canal 1 (en el eje X) es diferente del valor de mapeo previsto debido a la diafonía. Por ejemplo, para los puntos azul oscuro (con un valor de mapeo esperado de 1,0 en el Canal 1), el valor medido en el Canal 1 será igual a 1,0 solo cuando el valor en el Canal 2 también se establezca en 1,0. En este escenario, ambos MRM representan 1,0 en cada canal (sin picos resonantes); por lo tanto, no existe diafonía entre canales. Pero cuando el valor medido en el Canal 2 no es 1,0, el valor medido en el Canal 1 caerá en consecuencia, aunque el IM-MRM de paso total se aplique previamente de forma constante con 1,0. En conclusión, los datos experimentales presentados en la Fig. 8 validan la confiabilidad de la simulación usando nuestro modelo compacto personalizado para IM-MRM y demuestran que para \(\delta \omega \) = 0.5, la penalización de potencia entre dos canales adyacentes es 3 dB.

(a) Espectros de transmisión medidos en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) de los sistemas Tipo-I, el eje X representa el desplazamiento de longitud de onda de la longitud de onda de resonancia de Ch-1. El espaciado de canales normalizado por ancho de línea se establece en 0,5. (b) Rangos de valores medidos para el Canal-1 y el Canal-2. El cuadro verde muestra el rango de mapeo utilizable de [0, 0.5]. La barra de colores interpreta el valor esperado para Ch-1.

Implementamos un sistema de ponderación firmado de 4 bits y una codificación de entrada de 3 bits utilizando el chip empaquetado conjuntamente para nuestra demostración de prueba de concepto del cálculo del producto punto. En primer lugar, caracterizamos los niveles de transmisión para el IM-MRM de paso total (MRR de entrada en la Fig. 7c) y el filtro IM-MRR de adición y eliminación (MRR de peso en la Figura 7(c)) con precisión de 3 y 4 bits. respectivamente, usando el algoritmo de modulación de intensidad antes mencionado. Ambos IM-MRM están modulados en intensidad a la misma longitud de onda operativa. La Figura 9a ilustra 8 niveles de potencia distinguibles para el MRR de entrada (línea azul continua) y 16 niveles de potencia distinguibles para el MRR de peso (línea naranja continua). Los niveles de potencia para los MRR de peso se obtienen después de restar cada nivel de potencia entre los puertos de caída (línea roja discontinua) y de paso (línea verde discontinua). Para el MRR de entrada, los niveles de potencia se distribuyen entre 0 y 15 \(\upmu \)W mientras que para el MRR de peso, debido a la IL, la potencia máxima transmitida en el puerto de caída solo puede llegar a 11,25 \(\upmu \) W; limitando así 16 niveles de potencia entre 11,25 y -15\(\upmu\)W. Empleamos el esquema "analógico discreto" para codificar entradas y pesos a distintos niveles de potencia del MRR de entrada y el MRR de peso, respectivamente 35. Al normalizar cada nivel de potencia cuantificado (líneas continuas en la Figura 9a) por la potencia de salida máxima medida de 15 \(\upmu \)W, se realiza un mapeo punto a punto dotando a los pares de tensión de información digital, que se puede expresar como:

donde, D es el número digital correlacionado, y \(I_\text {par de voltios}\) y \(I_\text {max}\) son la transmisión aplicada por pares de voltaje y la transmisión máxima del IM-MRM, respectivamente . Por ejemplo, el par de voltaje que permite la transmisión máxima del MRR de entrada (15 \(\upmu \)W) se asigna a 1 y la transmisión mínima a 0. Por lo tanto, los pares de voltaje para el MRR de entrada de 3 bits pueden realizar el mapeo de 8 números digitales discretos que van de 0 a 1, mientras que para el MRR de peso de 4 bits, los 16 números digitales pueden asignarse al rango de 0,75 a -1, debido a la IL. La Figura 9a muestra que los niveles de potencia no se cuantificaron de manera uniforme como esperábamos, especialmente para los niveles de salida del MRR de peso en el lado negativo, lo que creemos que se debe a fluctuaciones y diafonía térmica localizada. Esto es consistente con el hecho de que se requieren más voltajes aplicados para valores de ponderación negativos en la Fig. 5f, ya que más voltajes significan más generación de calor no deseado. Sin embargo, la falta de homogeneidad se captura y reproduce completamente en representaciones digitales generadas al explotar el esquema de mapeo punto a punto. En términos de lectura, se requiere decodificación para convertir la potencia detectada en el BPD en un resultado de producto punto digital. Para establecer las correlaciones de decodificación, se necesita una tabla de consulta. En la Fig. 9b, se genera una tabla de búsqueda experimental (128 puntos) para el chip empaquetado conjuntamente mediante la aplicación punto a punto de pares de voltaje provistos de dígitos para ingresar y ponderar los MRR de acuerdo con la Figura 9a. El eje Y muestra la potencia de salida diferencial detectada por el medidor de potencia óptica de doble canal. El eje X muestra el resultado del producto escalar de los números digitales asignados al chip empaquetado conjuntamente. La potencia de salida diferencial tiene una relación casi lineal con respecto a los resultados del producto escalar con un ajuste lineal de primer orden.

Cifra. 9(c,d) demuestran el cálculo del producto escalar usando el chip fotónico propuesto. Mediante la codificación aleatoria de números digitales, seleccionados de niveles de potencia en la Figura 9a, como la entrada y el peso del chip fotónico, los resultados del producto escalar se obtienen decodificando la lectura de acuerdo con la tabla de búsqueda y se comparan con el resultado esperado del producto escalar. El resultado de la evaluación de 1000 operaciones de producto punto se muestra en la Figura 9c, con el recuadro que muestra un histograma del error con un MSE de 8.11 \(\times \) 10\(^{-4}\). Dado que solo seleccionamos los niveles de potencia existentes de dos IM-MRM como entradas y pesos, los pares de voltaje aplicados son precisos; por lo tanto, los errores de cálculo se deben principalmente a la fluctuación del sistema. Luego, el cálculo del producto escalar con un número de punto flotante decimal aleatorio también se realiza utilizando el chip fotónico propuesto. En primer lugar, se generan dos números de coma flotante decimal aleatorios que oscilan entre [0, 1] y [-1, 1] y se redondean al número digital más cercano de acuerdo con los niveles de potencia en la Fig. 9a, luego se codifican en el sistema usando pares de voltaje para el número digital más cercano. En cuanto a la decodificación, se emplea la curva ajustada en la tabla de consulta. La figura 9d muestra el resultado de la evaluación de 1000 operaciones de productos escalares con números de punto flotante decimal. El recuadro muestra un histograma del error con un MSE de 3,09 \(\times \) 10\(^{-3}\). Los errores de redondeo y de ajuste adicionales pueden explicar el aumento de MSE durante los procesos de codificación y decodificación, que se puede reducir mejorando la precisión de bits del sistema.

(a) Niveles de potencia medidos del chip coempaquetado basado en IM-MRM propuesto. Los pasos azules representan el nivel de potencia del IM-MRM de paso completo y los pasos naranjas representan el nivel de potencia diferencial del IM-MRM de adición y caída después de la resta entre los puertos de caída y de paso. ( b ) Tabla de búsqueda experimental para el chip empaquetado conjuntamente utilizando un esquema de mapeo punto a punto con un ajuste lineal de primer orden. (c) Precisión de cálculo para operaciones de productos escalares con 1000 números digitales aleatorios que se seleccionan a partir de niveles de potencia. Recuadro: El histograma de la distribución gaussiana de los errores. (d) Precisión de cálculo para operaciones de productos escalares con 1000 números de coma flotante decimales aleatorios redondeados al nivel de potencia más cercano. Recuadro: El histograma de la distribución gaussiana de los errores.

Desarrollamos un simulador de CNN para reconocimiento de dígitos manuscritos MNIST, siguiendo el sistema DEAP-CNN descrito en la Ref. 41, para evaluar el rendimiento computacional del sistema IM-MRM propuesto con espaciado de canales limitado y también para comparar el rendimiento de diferentes esquemas de modulación de señal (IM-MRM frente a WM-MRM). La CNN comienza con dos capas convolucionales, cada una de las cuales tiene 8 núcleos de tamaño 3 \(\times \) 3 con función de activación no lineal de unidad lineal rectificada (ReLU). Las capas convolucionales son seguidas por una capa de agrupación promedio y, finalmente, las dos últimas capas de la red son capas completamente conectadas.

Para desarrollar la CNN basada en IM-MRM, como se muestra en la Fig. 10a, los rayos láser de entrada se multiplexan primero usando WDM. Luego, la señal multiplexada se divide en canales de entrada separados en paralelo y cada canal realiza uno de los filtros. En nuestra red desarrollada, 9 IM-MRM de paso completo se conectan en cascada en cada canal de entrada, cuya intensidad se puede modular individualmente para representar un subconjunto de 9 píxeles de la imagen de entrada (28 \(\times \) 28 píxeles). Teniendo en cuenta los 8 filtros diferentes de la capa de convolución, la parte de convolución de nuestra arquitectura comprende 8 canales de entrada, lo que da como resultado un total de 72 IM-MRM de paso total que sirven como bancos de modulación para la codificación de datos de entrada. A cada canal de entrada le siguen 9 IM-MRM de adición y caída, que representan el núcleo 3 \(\times \) 3 para ponderar la señal múltiplex de longitud de onda cargada de los bancos de modulación, es decir, las entradas. Cada MRM en los bancos de peso está modulado en intensidad a una longitud de onda única, en línea con las longitudes de onda operativas en los bancos de modulación. Finalmente, las señales de salida de los bancos de pesas se acumulan y convierten en señales eléctricas mediante BPD en la salida de cada canal de entrada. Luego, cada píxel convolucionado se obtiene sumando todas las señales eléctricas a través de sumadores de voltaje. La salida de cada una de las capas convolucionales pasa por una función de activación de ReLU fuera de línea seguida de una capa de agrupación promedio con un kernel de 2 \(\times \) 2. Al final, se agregan dos capas completamente conectadas, con funciones de activación no lineal ReLU y Softmax, para completar la arquitectura CNN. Nos gustaría señalar que los pesos y sesgos de la CNN desarrollada se obtienen mediante el entrenamiento fuera de línea de la red en una Unidad de procesamiento de gráficos (GPU) usando TensorFlow (Python), mientras que el número de épocas y el tamaño del lote se establecen en 10 y 32, respectivamente.

Las respuestas de transmisión de 9 IM-MRM de agregar y soltar en cascada se simulan utilizando el modelo compacto personalizado mencionado anteriormente en Lumerical INTERCONNECT. Al ajustar uniformemente el radio de cada MRM, de 15 a 16,6 \(\upmu \)m, las potencias de salida en los puertos de paso (azul) y caída (rojo) se calculan y se presentan en curvas discontinuas en la Fig. 10b. El espaciado de canal normalizado por ancho de línea se establece en 0,5 entre canales de longitud de onda adyacentes para introducir la diafonía de penalización de potencia. En este escenario, la respuesta de transmisión de cada MRM representa el valor máximo de 1. De la Fig. 6d, notamos que cuando el valor de mapeo en el Canal-1 se establece en 1, no hay espacio para modular el valor de mapeo en el Canal- 2. Por lo tanto, para permitir un rango de mapeo de [-0.5, 0.5] para cada canal de longitud de onda, todos los MRM deben ajustarse previamente. Las curvas sólidas en la Fig. 10b muestran los espectros de transmisión después del ajuste previo. Aparecen nueve picos resonantes con el valor de mapeo establecido en 0,5, lo que se logra al agregar el par de voltaje a cada modelo. En la Fig. 10c, los rangos de mapeo alcanzables para nueve IM-MRM en cascada se presentan como una función de los pares de voltaje aplicados por simulación. En comparación con el par de voltaje medido, los modelos de simulación no involucran la diafonía térmica; lo que da como resultado diferentes resultados de pares de voltaje. Se selecciona un rango de mapeo común de [-0.5, 0.5] (área roja) para todos los canales de longitud de onda para lograr la penalización de potencia de 3 dB en el sistema, aunque está disponible un rango mayor de [-0.75, 0.75]. Dado que para los sistemas Tipo II (curva naranja en la Fig. 6e), el valor máximo alcanzable es 0,75 para \(\delta \omega \) = 0,5. Mientras que el rango máximo posible de solo 0,5 se logra para los sistemas Tipo-I (curva azul en la Fig. 6e), lo que finalmente limita el rango común del sistema a [-0,5, 0,5] cuando se conectan bancos de modulación con bancos de peso.

La simulación en el dominio de la frecuencia en Lumerical INTERCONNECT utiliza análisis de datos de dispersión para calcular la respuesta general del circuito. Se realiza resolviendo una matriz dispersa que representa el circuito como matrices de dispersión conectadas, cada una de las cuales representa la respuesta de frecuencia de un solo elemento. 50. Tener 72 elementos IM-MRM tanto en la modulación como en los bancos de peso por separado daría como resultado un cálculo masivo para obtener una única respuesta de transmisión. Además, considerando 28 \(\times \) 28 píxeles en cada imagen de entrada del MNIST, los cálculos de convolución utilizando el sistema de simulación propuesto en Lumerical INTERCONNECT requerirán mucho tiempo debido a la carga continua de 3 \(\times \) 3 subconjuntos de entrada en pasos de 1, por no hablar de más de 10.000 imágenes manuscritas del MNIST, se emplean para la inferencia. Se desarrolló una canalización de cosimulación que utiliza la interfaz de programación de aplicaciones (API) de Lumerical en un entorno de Python para acelerar la simulación de CNN. La API se puede usar para desarrollar scripts o programas a través de Python que tratan a los solucionadores de Lumerical como clientes y permiten a los usuarios realizar análisis personalizados, realizar optimizaciones y visualizaciones mejoradas, producir gráficos y automatizar flujos de trabajo complejos. Puede encontrar información detallada sobre la canalización de cosimulación en la Sección S5 de la Información complementaria.

Al cargar el kernel en la canalización de simulación de Python-Lumerical, el simulador de CNN realiza la tarea de reconocimiento de MNIST. Para cada subconjunto de entrada, los datos normalizados se implementan en los bancos de modulación ajustando la intensidad de transmisión de cada IM-MRM de paso total. Luego, la luz codificada por señal es modulada en intensidad por bancos de pesas. Dado que se aplica el mismo núcleo a todo el conjunto de entradas, los bancos de peso se modifican solo cuando se carga un nuevo núcleo. Se obtiene una única salida de píxel convolucionado en la lectura en el dominio eléctrico. Luego se agrega un voltaje para representar el sesgo. Las precisiones de predicción frente a las diferentes precisiones de codificación de la tarea de reconocimiento MNIST resuelta por el simulador de CNN propuesto se muestran en la Fig. 10d. Revela que con un espaciado de canal de longitud de onda limitado (\(\delta \omega \) = 0,5) y un rango de mapeo de [-0,5, 0,5], el rendimiento de la arquitectura CNN propuesta que utiliza IM-MRM como bancos de peso puede admitir > 96,76\ (\%\) precisión de predicción al aplicar una precisión de codificación de 6 bits o más. Los resultados individuales de la tarea de reconocimiento MNIST con cada precisión se pueden encontrar en la Figura S10 de la Información complementaria.

( a ) Esquema de la arquitectura CNN propuesta que utiliza IM-MRM para modulación y bancos de peso. La dimensión del kernel es 3 \(\times \) 3, y el número de canales de entrada es ocho. Se utilizan nueve láseres con diferentes longitudes de onda para alimentar el sistema. Las imágenes de entrada se codifican en intensidades transmitidas de IM-MRM de paso total mediante bancos de modulación. Los valores del kernel se cargan para agregar y soltar IM-MRM en bancos de peso, que luego realizan los productos de punto con señales de entrada. Finalmente, todas las señales se acumulan en el puerto de salida, lo que da como resultado la característica convolucionada. Las funciones de activación, la agrupación y las capas totalmente conectadas se siguen sin conexión. (b) Espectros de transmisión de nueve IM-MRM de adición y caída en cascada en puertos directos (azul) y de caída (rojo) con el valor de mapeo correlacionado de 1 (curvas discontinuas) y 0,5 (curvas continuas) en cada canal de longitud de onda. El espaciado del canal de longitud de onda está limitado con \(\delta \omega \) = 0,5. (c) Valores de mapeo alcanzables para nueve IM-MRM en cascada con el espaciado de canal de longitud de onda limitado. Se utiliza un rango común de [–0,5, 0,5] para el sistema CNN propuesto. ( d ) Rendimiento del sistema CNN propuesto en la tarea de reconocimiento MNIST versus precisión de entrada.

En comparación con los aceleradores digitales en los procesos CMOS más recientes, las operaciones MAC ópticas u optoelectrónicas en plataformas PIC basadas en SOI pueden procesar señales con menor latencia y mayor rendimiento 51. El balance del enlace óptico y la eficiencia energética total se analizan en esta sección para arrojar luz sobre la ventajas y desafíos de implementar operaciones MAC utilizando nuestra unidad de procesamiento fotónico propuesta con IM-MRM.

Con el fin de analizar el presupuesto del enlace óptico y la eficiencia energética, se implementa un sistema de multiplicación vectorial-matriz \(N \times M\) utilizando los IM-MRM propuestos. Se utiliza una fuente de peine de frecuencia para proporcionar múltiples longitudes de onda desde \(\lambda _1\) a \(\lambda _\text {N}\). La luz de múltiples longitudes de onda que incluye N longitudes de onda portadoras se modula mediante una matriz de EAM o EOM de alta velocidad para la codificación del vector de entrada y luego se acopla al chip fotónico. La entrada modulada se divide en M ramas y se pondera mediante bancos de peso. Cada matriz de banco de pesas contiene N filtros MRR de agregar y soltar. Después de los bancos de pesas, los receptores M recopilan las señales de múltiples longitudes de onda y las convierten en información eléctrica para acceder a la memoria. Los IM-MRM de paso total en el banco de modulación se reemplazan con EAM o EOM, ya que el ancho de banda de sintonización termoóptico del calentador fotoconductor (PH) es de alrededor de 175 kHz 52. Como resultado, (i) la densidad del canal puede ser mayor mejorado (\(\delta \omega \) = 0,2 en la Fig. 6e), y por lo tanto se pueden realizar más canales de longitud de onda (\(\sim \)canales de 580 longitudes de onda para una penalización de potencia de 3 dB); (ii) se puede reducir el consumo de energía y (iii) se puede mejorar la velocidad de modulación utilizando EAM o EOM de alta velocidad. Recientemente, se ha propuesto un EAM de guía de ondas de Ge acoplado por evanescencia de alta velocidad con procesos de fabricación simples en la plataforma SOI y una velocidad de modulación de 56 GHz y un consumo de energía dinámico de 45 fJ/bit 53. El esquema de \(N \times M \) el sistema de procesamiento fotónico se ilustra en la Fig. 11. El presupuesto del enlace óptico se calcula en base a la siguiente ecuación 51:

donde \(P_\text {láser}\) es la potencia óptica del láser, \(P_\text {EAM}\) es la pérdida de inserción del EAM, \(P_\text {acoplamiento}\) es la pérdida introducido por la atenuación de la fibra óptica monomodo (SMF) y la pérdida de acoplamiento de fibra a chip, \(P_\text {Si-prop}\) es la atenuación de la guía de ondas de silicio, \(P_\text {splitter} \) es la inserción del divisor y la pérdida en exceso, \( P_\text {IL-MRM}\) es la pérdida de inserción del filtro IM-MRR add-drop en la longitud de onda del vector de entrada, \( P_\text {diafonía}\ ) es la penalización por diafonía entre canales, y \(P_\text {OBL-MRM}\) es la pérdida de inserción fuera de banda cuando el pico resonante no está alineado con las longitudes de onda de entrada, y \(P_\text {penalización }\) es la penalización de la red debido a la relación de extinción, la diafonía y el ruido de intensidad relativa (RIN) del láser. Considerando \(P_\text {láser}\) = 0 dBm, \(P_\text {acoplamiento}\) = 1,6 dB 51, \(P_\text {EAM}\) = 6,2 dB 53, \(P_\text {Si-prop}\) = 2,5 dB/cm \(\times \) \(3(N-1)L\) donde L en centímetros es el espaciado de la guía de ondas entre los dos MRM, \(P_\text {splitter} \) = 3,3 \(\times \) log\(_2M\) dB, \( P_\text {IL-MRM}\) = 1,25 dB, \( P_\text {crosstalk}\) = 3 dB, \( P_\text {OBL-MRM}\) = 0,01 dB 51, y \(P_\text {penalty}\) = 4,8 dB 51, se calcula el presupuesto del enlace óptico en función de las dimensiones del sistema de procesamiento fotónico propuesto y graficado en la Fig. 12a. La longitud total de la guía de ondas se aproxima como la longitud que abarca la profundidad óptica del sistema, donde la distancia entre dos MRM adyacentes se establece en 50 \(\upmu \)m para minimizar la diafonía térmica. Como se puede ver en la Fig. 12a, la cantidad de MRM (N) en cada conjunto no tiene un gran impacto en el presupuesto del enlace, ya que solo un MRM alineado con la longitud de onda de entrada contribuye con 1.25 dB a la pérdida de inserción, pero el los MRM fuera de banda restantes contribuyen cada uno con 0,01 dB. Para conjuntos de bancos de peso M, la atenuación introducida debido a los divisores log\(_2M\) degrada la potencia óptica y plantea una limitación en la eficiencia energética. En el cálculo del presupuesto del enlace óptico, estimamos alrededor de 60 dB de pérdida para un núcleo tensor de 512 \(\times \) 512 basado en el sistema IM-MRR propuesto. La pérdida se puede compensar aumentando la potencia de salida del láser o agregando SOA al sistema. Vale la pena mencionar que los SOA completos pueden preamplificar la señal de entrada, la curva de corriente de ganancia no lineal debería calibrarse para 51.

Esquema del sistema de procesamiento fotónico \(N \times M\) basado en IM-MRM propuesto, donde se utiliza un conjunto de EAM (o EOM) de alta velocidad para la codificación de datos de entrada.

El consumo de energía total del sistema propuesto para superar el ruido de disparo y la capacitancia del PD en la salida con una precisión fija de n bits se puede expresar mediante la siguiente ecuación:

donde, hv es la energía del fotón para una longitud de onda central de 1550 nm, \(C_\text {d}\) = 2.4 fF y \(V_\text {r}\) = 1 V son la capacitancia y el voltaje de activación del PD, respectivamente, y \(\eta \) es la eficiencia cuántica del detector (\(\eta _\text {PD}\) = 80%), láser (\(\eta _\text {laser}\) = 20%) y la pérdida óptica a través del sistema \(N \times M\). Teniendo en cuenta la potencia equivalente de ruido de 0,214 pW/\(\sqrt{HZ}\) en la lectura, la potencia total necesaria para una precisión de 8,5 bits debe ser superior a -22,6 dB con una frecuencia de muestreo de 5 GS/s. Según los cálculos realizados en la Fig. 12a, esto limita el tamaño del sistema a 20 \(\times \) 20. Por lo tanto, se requieren SOA en el sistema para compensar la pérdida. \(\rho _\text {SOA}\) es la mejora de la eficiencia debida a una SOA (\(\rho _\text {SOA} = 10^{G/10}\), donde G es la ganancia de la SOA 51). La velocidad de modulación del sistema se denota por \(f_\text {mod}\). La energía asociada con la modulación y detección de señales está dominada por los EAM (\(E_\text {EAM}\) = 45 fJ/bit), los IM-MRM de suma y caída (\(P_\text {MRM}\) = \( I_\text {IRPH}V_\text {IRPH}\)+\(I_\text {ICPH}V_\text {ICPH}\)) y ADC (\(P_\text {rec}\approx \) 200 mW) . Suponiendo que la frecuencia de muestreo del sistema es de 5 GS/s limitada por ADC y DAC con una potencia láser de entrada de 10 dBm y una ganancia SOA de 17 dB 54, la eficiencia energética total (julios por MAC) y el consumo de energía total de un \(N \times M\) sistema de procesamiento fotónico con una precisión fija de 8,5 bits se calculan y trazan en la Fig. 12b. Para habilitar la implementación de 512 \(\times \) 512, se requieren dos SOA en cada canal (\(k = 2\) en la Ecuación 5). Para aclarar, el cálculo no incluye la potencia consumida por el sistema de control de temperatura, que consume 36 W en funcionamiento. La eficiencia energética (curva azul discontinua) aumenta con el tamaño de la matriz debido al hecho de que se pueden manejar más operaciones MAC simultáneamente en sistemas más grandes. Se ha observado que los núcleos de tensor fotónico superan a sus contrapartes electrónicas ya que el tamaño de la matriz supera los 500 55. Sin embargo, el consumo de energía total (curva roja discontinua) aumenta simultáneamente ya que los filtros IM-MRR de adición y caída para bancos de peso consumen una energía considerable (\(P_ \text {MRM}\) = \(\sim \)13,3 mW). Una de las soluciones es reemplazar el PH con componentes de modulación de índice de baja potencia, como PCM no volátiles en el banco de pesas. Para los PCM, como GST 56 y GSST 57, el índice de refracción (n) y el coeficiente de extinción (k) aumentan cuando el material cambia su fase de amorfa a cristalina. Por lo tanto, generan altas pérdidas por absorción. Recientemente, se demostró experimentalmente en la plataforma SOI a 1550 nm un PCM de banda prohibida ancha Sb\(_2\)S\(_3\) que permite una fuerte modulación de fase óptica y una baja pérdida óptica, con una figura de mérito (FOM = \ (\Delta n/\Delta k\)) de 10.8 58, que puede ser un candidato potencial para nuestro futuro diseño.

(a) Presupuesto del enlace óptico de un sistema de procesamiento fotónico \(N \times M\) con penalización de diafonía entre canales de 3 dB cuando N y M varían de 0 a 512. (b) Eficiencia energética total (azul) y consumo de energía (rojo) de un sistema de procesamiento fotónico de tamaño cuadrado (N = M) con una precisión fija de 8,5 bits.

En resumen, hemos demostrado una nueva unidad de procesamiento fotónico utilizando el MRM basado en modulación de intensidad. Al utilizar un MZI desequilibrado que actúa como un acoplador sintonizable para acoplar la luz al resonador de anillo, la ER del pico resonante se puede modular directamente cambiando su fuerza de acoplamiento. Para bloquear el pico resonante en una longitud de onda fija durante la modulación, se implementa otro modulador de índice en el resonador para compensar el cambio de longitud de onda durante la modulación ER. Usando el esquema de modulación de intensidad a una longitud de onda fija, demostramos que el espaciado del canal de longitud de onda con tolerancia de diafonía de penalización de potencia de 3 dB es 17 veces más denso que la contraparte convencional modulada en longitud de onda. Como resultado de la mayor densidad de canales, nuestro sistema propuesto permite hasta 578 canales de longitud de onda con una penalización de potencia de 3 dB cuando los bancos de pesas se diseñan utilizando IM-MRM con un radio de 5 \(\upmu \)m. Se presentó un núcleo de producto punto fotónico para la demostración de prueba de concepto. El chip fotónico, que contiene un IM-MRM que actúa como codificador de entrada y un IM-MRM que actúa como codificador de peso, se integró en una PCB a través de una técnica de empaquetamiento conjunto de unión de cables eléctricos/unión de cables fotónicos (EWB/PWB). Aplicando el esquema de codificación/descodificación "analógico discreto", se realizó un cálculo de producto punto de ponderación con signo de entrada de 3 bits y 4 bits en el dominio óptico. Los resultados de mil puntos de punto flotante decimal aleatorio mostraron un MSE 3,09 \(\times \) 10\(^{-3}\), demostrando experimentalmente la capacidad de nuestros IM-MZM propuestos para el procesamiento de información óptica.

El trabajo futuro se centrará en: (i) optimizar el diseño del IM-MRM para reducir la diafonía térmica entre el ICPH y el IRPH, como mover el IRPH al lado opuesto del MRR y usar una tierra separada; (ii) reemplazar calentadores fotoconductores con PCM no volátiles en el filtro IM-MRR para ponderación; (iii) disminuir el consumo de energía y mejorar el ancho de banda de modulación del sistema mediante la sustitución de bancos de modulación por láseres de modulación directa o EAM y EOM de alta velocidad.

Los datos subyacentes a los resultados presentados en este documento no están disponibles públicamente en este momento, pero se pueden obtener de los autores previa solicitud razonable.

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EL concibió el proyecto y diseñó la investigación, proporcionó y analizó los datos y escribió el artículo; MS proporcionó canal de simulación de CNN y analizó los datos de simulación; SY realizó y ayudó en los experimentos y analizó los datos experimentales; SY y MSN realizaron la postfabricación y el empaque conjunto del chip; SY, MS y MSN brindaron asesoramiento y editaron el documento. BJS, LC y AE supervisaron la investigación y editaron el documento. Todos los autores contribuyeron al artículo y aprobaron la versión enviada.

Correspondencia a Enxiao Luan.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Luan, E., Yu, S., Salmani, M. et al. Hacia un núcleo de tensor fotónico de alta densidad habilitado por microanillos de intensidad modulada y unión de cables fotónicos. Informe científico 13, 1260 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-27724-y

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Recibido: 26 Septiembre 2022

Aceptado: 06 enero 2023

Publicado: 23 enero 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-27724-y

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