Óptico

Scientific Reports volumen 13, Número de artículo: 8750 (2023) Citar este artículo

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Detalles de métricas

Una medición más simple y precisa de las frecuencias ópticas absolutas (AOF) es muy importante para los sistemas de navegación y comunicaciones ópticas. Hasta la fecha, se ha necesitado una referencia óptica para medir los AOF con una precisión de doce dígitos debido a la dificultad de medirlos directamente. Aquí, nos enfocamos en un peine de modulación electroóptica que puede cerrar la gran brecha de frecuencia entre la fotónica y la electrónica. Demostramos un método sin precedentes que puede medir directamente los AOF con una precisión de doce dígitos con un contador de frecuencia de RF simplemente entregando un láser de frecuencia desconocida en un modulador de fase óptica. Esto podría abrir un nuevo horizonte para la metrología de frecuencia óptica sin referencia óptica. Nuestro método también puede lograr simultáneamente una reducción de ruido de fase de 100 veces en un generador de señal convencional. Esto corresponde a un aumento en la velocidad de transmisión de las comunicaciones inalámbricas de unas siete veces.

La creciente demanda de generación de microondas con bajo ruido de fase a niveles sin precedentes en sistemas de radar coherentes1, 2, sincronización de fase/reloj3,8,5 y conversión de analógico a digital de alta velocidad1, 6, 7 ha creado desafíos en microondas. -tecnologías fotónicas8. En los sistemas de radar, se requiere un microondas de 10 GHz con un ruido de fase ultrabajo de − 170 dBc/Hz a una frecuencia de desplazamiento de 10 kHz para rastrear objetos pequeños como drones. En la sincronización de fase/reloj, las señales de microondas con bajo ruido de fase se han vuelto cada vez más importantes para el comercio electrónico, como el comercio de alta frecuencia y el sellado de tiempo confiable5, los sistemas de energía eléctrica como las redes inteligentes9 y el procesamiento distribuido en los centros de datos. Para una sincronización de fase/reloj más precisa10, 11, los relojes ópticos, como la red óptica y los relojes iónicos, se han analizado en el UIT-T como los futuros relojes maestros12. SDH (Synchronous Digital Hierarchy) y SONET (Synchronous Optical Network) son protocolos estándar para redes de comunicaciones digitales que utilizan fibra óptica. El tamaño de trama básico de SDH/SONET se define como 125 µs por trama13. La precisión de frecuencia de los relojes maestros de cesio actuales es de 10 a 11. Si dos dispositivos de comunicación sincronizados con diferentes relojes maestros de cesio realizan lectura y escritura de datos, el intervalo de deslizamiento actual para leer señales digitales ocurre cada 72 días. Por el contrario, el reloj de celosía óptica (precisión de frecuencia: 10–18) puede hacer que el intervalo de deslizamiento sea de dos millones de años, por lo que será un reloj maestro sin mantenimiento. Dado que los sistemas de telecomunicaciones funcionan en frecuencias de gigahercios a kilohercios, la frecuencia del reloj óptico (subpetahercios) de un reloj maestro deberá reducirse con precisión. Se han informado algunos métodos de generación de microondas basados en tecnologías fotónicas, como osciladores paramétricos en modo de galería susurrante14, división de frecuencia óptica15,19,17, osciladores optoeléctricos18, osciladores Brillouin en chip19 y cavidades ópticas de referencia20. Un estudio reciente demostró que se pueden generar microondas de ruido ultrabajo con un peine de frecuencia basado en un láser de fibra con bloqueo de modo de ruido ultrabajo21. Este método logra una excelente generación de microondas de bajo ruido a 12 GHz, pero sería difícil proporcionar a los usuarios finales un aparato complejo que comprendiera muchos conjuntos de peines de frecuencia basados en láser de fibra grandes y de bajo ruido.

En el campo de la metrología de frecuencia óptica, había sido imposible medir directamente el AOF utilizando un contador de frecuencia de RF porque la frecuencia óptica es unas decenas de miles de veces más alta que la frecuencia de microondas. Antes de 1999, los contadores AOF usaban una cadena de frecuencia óptica22,26,24, que medía las frecuencias altas multiplicando y mezclando secuencialmente las frecuencias bajas. La medición requirió una gran cantidad de láseres estables, osciladores de microondas y elementos de conversión de longitud de onda, además de circuitos de control y herramientas de medición. En 1999, apareció el peine de frecuencia óptica (OFC)25,26,27,28, que desvió drásticamente la atención de la compleja cadena de frecuencia óptica. La frecuencia del N-ésimo diente del peine, fN, se puede expresar como \({f}_{ceo}+N\times {f}_{rep}\), donde N, frep y fceo son el número del modo del peine, frecuencia de repetición y frecuencia de compensación de envolvente de portadora (CEO), respectivamente. Para medir los AOF de un láser de frecuencia desconocida usando un OFC, se mide la frecuencia de batido \({f}_{b}\) entre el diente del peine Nth y el láser de frecuencia desconocida. Por lo tanto, \(f\), se describe como \({f}_{ceo}+N\times {f}_{rep}\pm {f}_{b}\). En la práctica, el número de modo de peine N se puede determinar midiendo el número de modo de peine más cercano a la fuente de láser desconocida. Esto se puede hacer usando un medidor de longitud de onda con suficiente precisión y exactitud para medir el OFC dentro de frep/2, o midiendo el frep y fb y contando el cambio en el número de modo de peine mientras varía frep en una gran cantidad, típicamente en el orden de MHz. El primer método requiere un medidor de longitud de onda de alta precisión y un peine de frecuencia óptica como fuente de referencia óptica, mientras que el último método solo requiere un peine de frecuencia óptica como fuente de referencia óptica. Sin embargo, el último método puede ser complicado ya que requiere un conteo preciso del cambio en el número de modo de peine mientras varía frep en gran medida.

Aquí, demostramos un contador de frecuencia óptica sin referencia óptica más simple. Con nuestro método, un AOF se puede medir directamente con una precisión de doce dígitos con un contador de frecuencia de RF simplemente enviando un láser de frecuencia desconocida a un modulador de fase sin depender de ninguna fuente de referencia óptica. Además, con el uso de una fuente de luz de alta estabilidad de frecuencia en nuestro método, se puede lograr simultáneamente una reducción de 100 veces del ruido de fase en generadores de señal (SG) convencionales ampliamente utilizados al aumentar el ruido de fase de un SG en la región de frecuencia óptica con un peine de electro-óptica-modulación (EOM) y lo retroalimenta al SG. Del teorema de Shannon-Hartley, esto significa que la velocidad de transmisión de las comunicaciones inalámbricas se puede aumentar unas siete veces.

El ruido de fase de un peine EOM29,30,31 se origina principalmente en el del SG que se utiliza para impulsar los moduladores de fase/intensidad. El número de modo en un peine EOM se define como el número de modos de peine desde la frecuencia central (número de modo 0) de una fuente de luz semilla. El ruido de fase de una SG, así como el ancho de línea de los modos de peine EOM, se magnifica a medida que aumenta el número del modo de peine32.

Por lo tanto, la señal del CEO, que es una nota pulsada entre los modos de peine de orden superior, incluye la información de ruido de fase del SG potenciado. La Figura 1a muestra nuestra configuración experimental para disminuir el ruido de fase de un SG disponible comercialmente (SG 1) con un circuito de retroalimentación PLL (ver Métodos para más detalles). El SG 1 está sincronizado con una señal de referencia de un oscilador de cristal controlado por horno BVA (OCXO) disciplinado por el sistema de posicionamiento global (GPS) (inestabilidad de frecuencia: < 3 × 10–13 @ 1 s). Se genera un tren de pulsos ópticos de 25 GHz mediante la modulación de fase de un láser ultraestable (inestabilidad de frecuencia: 1 × 10–15 @ 1 s) con una longitud de onda central de 1542 nm y un ancho de línea de 1 Hz. Después de que la tasa de repetición se reduce a 1,25 GHz con una puerta óptica, la luz láser se amplifica con un EDFA de hasta 1 W. Los espectros supercontinuos con un ancho de banda de más de 2/3 de octava se pueden generar con éxito utilizando un 40-cm- fibra larga altamente no lineal. La Figura 1b muestra nuestro concepto de generación de microondas de bajo ruido de fase sin depender de ninguna referencia óptica. Detectamos la señal de latido del CEO inyectando la salida de un interferómetro autorreferenciado (SRI) colineal de 2f a 3f en un fotodetector. El número de modo de peine EOM se define como el número de modos de peine del láser ultraestable (número de modo 0). La señal del CEO incluye la información para aumentar el ruido de fase del SG 1 hasta (2 × 1,975) + (3 × 1,111) = 7,283 veces porque es la nota de tiempo entre los modos de peine +1,975 y -1,111 con un SRI de 2f a 3f. La señal de CEO tiene una gran fluctuación de fase porque se genera a partir de la señal de latido entre modos de peine de alto orden. Después de dividir la frecuencia del CEO por 32, detectamos la diferencia de fase entre la señal del CEO y una señal de RF de referencia externa del SG 2, que está sincronizada con la señal de referencia del BVA OCXO disciplinado por GPS. A continuación, se selecciona el componente de baja frecuencia con un filtro de paso bajo. El VCO basado en el oscilador YIG dentro del SG 1 ajusta el voltaje para que la diferencia de fase sea cero (consulte "Información complementaria" para obtener más detalles). Finalmente, el ruido de fase de SG 1 se puede reducir considerablemente. En trabajos anteriores33, la reducción del ruido de fase SG requería un láser de modo bloqueado como referencia óptica. El presente método con la señal CEO puede reducir en gran medida el ruido de fase SG sin depender de ninguna referencia óptica.

( a ) Configuración experimental para el contador AOF óptico sin referencia. SG: Generador de señales. Los tres SG y FC están referenciados a la fuente de RF disciplinada por GPS común. UL: Láser de frecuencia desconocida. IM: Modulador de intensidad. PM: Modulador de fase. SP: Divisor. PD: Cambiador de fase. FD: Divisor de frecuencia. FL: Cavidad del filtro. IG: Generador de impulsos. OG: Puerta óptica. CC: Controlador de dispersión. EDFA: Amplificador de fibra dopada con Er. ES: Bloque de vidrio. AL: Lente asférica. HNLF: fibra altamente no lineal. DP-PPLN: guía de ondas de cresta de niobato de litio con polos periódicos de doble paso. PD: Fotodetector. PHD: detector de fase. FM: Mezclador de frecuencias. FC: Contador de frecuencia. (b) Nuestro concepto de generación de microondas de bajo ruido de fase con señal de CEO.

Demostramos experimentalmente, por primera vez, que el ruido de fase φ (t) de SG 1 a alrededor de 25 GHz puede reducirse mediante retroalimentación PLL con la señal del CEO (ver Fig. 2a). Dado que el ancho de banda del bucle de retroalimentación se establece en 300 kHz, φ (t) se puede reducir a una frecuencia de compensación de menos de 300 kHz. En nuestras condiciones experimentales, φ (t) se puede reducir en gran medida al límite de la detección de ruido de fase con un ruido de fondo bajo y medición de correlación cruzada (E5052B + E5053A, Keysight Technology), y el valor más bajo de φ (t) es -130 dBc/Hz a una frecuencia de desplazamiento de 10 kHz. El ruido de fase que logramos con SG 1 es mucho más bajo que el ruido de fase más bajo informado para SG disponibles comercialmente con la señal de referencia del BVA OCXO disciplinado por GPS. En la Fig. 2b, mostramos la señal de latido entre el peine EOM y un láser ultraestable con una longitud de onda central de 1397 nm, un ancho de línea de 1 Hz y una inestabilidad de frecuencia de 1 × 10–15 @ 1 s. Se puede ver que el ancho de línea del peine EOM en el número de modo de peine 811 se reduce a unos 300 Hz al reducir el ruido de fase del SG 1 con nuestro método. Estos resultados indican que nuestro método puede lograr tanto la generación de microondas de bajo ruido como un peine EOM de ancho de línea estrecho con un espaciado de modo de 25 GHz.

( a ) Ruido de fase medido de SG 1 con y sin retroalimentación utilizando la señal del CEO. (b) Nota de batido entre el modo 811 del peine EOM y un láser ultraestable a 1397 nm con y sin control usando la señal del CEO.

Los OFC han revolucionado el campo de la metrología de frecuencia óptica. Aquí, demostramos la medición de AOF utilizando un peine EOM sembrado por un láser de frecuencia desconocida sin depender de una fuente de referencia óptica. La figura 3 muestra nuestro concepto del contador de frecuencia óptico sin referencia. Como se mencionó en la sección anterior, \({f}_{rep}\) se puede determinar mediante la frecuencia de salida de SG 1 y \({f}_{ceo}\) se puede medir con un SRI. Además, el peine EOM puede generar fácilmente una OFC con espaciamientos de modo variable de más de 10 GHz. Por lo tanto, el peine EOM se convierte en una herramienta simple y fácil de usar para determinar el número de modo \(N\) sin usar un medidor de longitud de onda de alta precisión o una fuente de referencia óptica. Los detalles del método son los siguientes.

Concepto de contador de frecuencia óptico sin referencia óptica. En este método óptico sin referencia, el AOF de un láser de frecuencia desconocida con una precisión de doce dígitos puede medirse directamente usando un contador de frecuencia de RF.

En este experimento (consulte la configuración en la Fig. 1a), medimos el AOF \({f}_{s}\) del láser ultraestable con un ancho de línea de 1 Hz, que se utilizó como fuente de láser inicial para el peine MOE. Como se muestra en la sección anterior, se genera el peine EOM y luego la señal CEO \({f^{\prime}}_{ceo}\) después de la puerta óptica (el símbolo principal indica la frecuencia después de la puerta óptica) se puede medir. La frecuencia de salida del SG 1 se puede estabilizar detectando la diferencia de fase entre la señal del CEO \({f^{\prime}}_{ceo}\) y la señal del SG 2 y retroalimentándola al SG 1. Para medir la frecuencia de repetición \({f^{\prime}}_{rep}\) después de la puerta óptica con una gran cantidad de dígitos con un contador de frecuencia, medimos la diferencia de frecuencia entre la señal dividida en frecuencia (ver onda sinusoidal púrpura en la Fig. 1a) de SG 1, que impulsa la puerta óptica, y la frecuencia de salida \({f}_{ex}\) de SG 3 (fijada en \(1.249 999 \mathrm{GHz}\)). SG 1, SG 2 y SG 3 se sincronizaron con la señal de referencia del BVA OCXO disciplinado por GPS.

Controlamos el SG 1 para que la diferencia de fase entre la señal del SG 2 y la señal del CEO medida se hiciera cero mediante el uso del circuito de retroalimentación. Cuando establecemos la frecuencia de salida de SG 2 como \({f^{\prime}}_{ceoA}\), la frecuencia de diferencia medida entre la señal dividida en frecuencia de SG 1 y \({f}_{ex} \) es \({\Delta f^{\prime}}_{repA}\). De manera similar, cuando establecemos la frecuencia de salida de SG 2 como \({f^{\prime}}_{ceoB}\), la diferencia de frecuencia medida es \({\Delta f^{\prime}}_{repB} \). Si la desviación de la frecuencia óptica de la fuente del láser semilla, \({f}_{s}\), es lo suficientemente pequeña durante la medición,

Al usar (1) y (2), el número de modo \(N^{\prime}\) después de la puerta óptica se puede obtener de la siguiente manera (ver Fig. 3):

En nuestro experimento, cuando bloqueamos \({f^{\prime}}_{ceoA}\) a + 130 MHz, \(\Delta {f}_{repA}^{\prime}\) se midió como \ (970.029 969 118 \mathrm{Hz}\), y cuando fijamos \({f^{\prime}}_{ceoB}\) a -120 MHz, \(\Delta {f}_{repB}^{ \prime}\) se midió como \(2577.984 362 83 \mathrm{Hz}\). Por lo tanto, podríamos determinar el número de modo \({N}^{\prime}\) después de la puerta óptica como 155 477. A continuación, calculamos la frecuencia óptica de la fuente del láser semilla (= láser ultraestable), \({ f}_{sA}\) y \({f}_{sB}\), usando dos conjuntos de (\({N}^{\prime}\), \({f^{\prime}}_ {ceoA}\), y \(\Delta {f}_{repA}^{\prime}\)) y (\({N}^{\prime}, {f^{\prime}}_{ceoB }\), y \(\Delta {f}_{repB}^{\prime}\)). Confirmamos que \({\Delta {f}^{\prime}}_{repA}\) y \({\Delta {f}^{\prime}}_{repB}\) tienen signos positivos para la salida frecuencia \({f}_{ex}(=1.249 999 \mathrm{GHz})\) de referencia de RF externa SG 3. Además, también encontramos que nuestra señal de CEO para la medición no es \({{f}^ {\prime}}_{rep}-{{f}^{\prime}}_{ceo}\) pero \({{f}^{\prime}}_{ceo}\). Por lo tanto, \({f}_{sA}\) y \({f}_{sB}\) se calculan como

De esta forma, podemos determinar el AOF del láser semilla, \({f}_{s},\) como \(194.346 375 340(1) \mathrm{THz}\) con una precisión de doce dígitos.

Si se produce una gran fluctuación de la frecuencia óptica del láser de frecuencia desconocida durante la medición, el número de modo no se puede obtener con este método. El uso del método se limita al caso en que las fluctuaciones de frecuencia son menores que \({{f}^{\prime}}_{rep}/2\) después de la puerta óptica, siempre y cuando el número de modo de peine permanezca mismo durante el tiempo de medición. En tal caso, necesitamos usar un láser estable con una pequeña fluctuación de frecuencia óptica como el láser semilla del peine EOM. Después de determinar el AOF del láser estable \({f}_{s}\) con el método anterior, observamos la frecuencia de batido \({f}_{b}\) entre el láser de frecuencia desconocida y el peine EOM con Espaciado de modo amplio (25 GHz) antes de la puerta óptica. Como resultado, el AOF del láser de frecuencia desconocida, \(f\), se describe como.

El signo anterior a \({f}_{b}\) se puede determinar fácilmente cambiando ligeramente la frecuencia del láser semilla \({f}_{s}\). El número de modo \(M\) se puede determinar fácilmente utilizando un medidor de longitud de onda convencional con una precisión de longitud de onda de menos de 25 GHz.

Una técnica de la que se ha informado recientemente utiliza una guía de ondas de cable de Si3N4 para detectar la señal del CEO con una energía de pulso láser ultrabaja34,35,36. Con esta técnica, la relación de frecuencia dividida de la puerta óptica se puede disminuir y se puede lograr un peine EOM bloqueado por CEO con un espaciado de modo más amplio. En este caso, será posible determinar que el número de modo \(N^{\prime}\) se volverá mucho simplemente usando un medidor de longitud de onda de baja precisión, y luego el AOF del láser de frecuencia desconocida con una precisión de doce dígitos podría calcularse fácilmente.

Los peines de frecuencia bloqueados por CEO con alta estabilidad de frecuencia y alta coherencia son muy atractivos para los futuros sistemas de redes fotónicas y espectroscopia de doble peine37, 38. La investigación y el desarrollo recientes de tecnologías de transmisión de fibra óptica han ido cambiando de la modulación de intensidad simple a la intensidad multinivel y modulación de fase para lograr una alta eficiencia de utilización espectral39. Esto ha llevado a la necesidad de una fuente de luz óptica con estabilidad y coherencia de alta frecuencia. Las fuentes de luz portadoras ópticas se asignan a una cuadrícula de frecuencias, que ha sido estandarizada en ITU-T como múltiplos enteros de 12,5, 25, 50 y 100 GHz a la frecuencia de referencia de 193,1 THz40. La luz se transmite a través de fibra óptica mediante el uso de tecnología de multiplexación por división de longitud de onda densa (DWDM). Por lo tanto, se necesitará un OFC que indique la cuadrícula de frecuencias ITU-T en los futuros sistemas de redes fotónicas. Sin embargo, es difícil lograr un peine de frecuencia bloqueado por CEO en longitudes de onda de telecomunicaciones con un espaciado de modo de más de 10 GHz porque la energía del pulso láser disminuye a medida que aumenta la tasa de repetición. En la actualidad, el espaciamiento de modo más amplio informado de un peine de frecuencia bloqueada por CEO con un láser de bloqueo de modo en longitudes de onda de telecomunicaciones es de 750 MHz41. Un peine EOM bloqueado por el CEO del que se informó recientemente ha logrado un espaciado de modo de 10 GHz utilizando un láser de onda continua (CW) estabilizado con una cavidad Fabry-Pérot de alta delicadeza y baja expansión42. Demostramos experimentalmente un método simplificado para lograr un peine de frecuencia bloqueada por el CEO con un espaciado de modo de 25 GHz, en el que se usa un diodo láser (LD) CW de funcionamiento libre en lugar de un láser ultraestable como fuente de luz semilla sin estabilización para una cavidad Fabry-Pérot de referencia externa (ver Fig. 1a). Medimos la señal de latido del CEO mediante el uso de un SRI colineal de 2f a 3f con una guía de ondas de cresta de niobato de litio (PPLN) de doble paso (DP) periódicamente polarizada43. Observamos una señal con una relación señal-ruido (SNR) de aproximadamente 24 dB en un analizador de espectro de RF ajustado a un ancho de banda de resolución de 100 kHz. El ancho de línea completo a la mitad del ancho máximo de la señal del CEO es de 1 MHz, lo que indica que la señal del CEO tiene una gran fluctuación de fase. Por lo tanto, al dividir la frecuencia de la señal de CEO, la fluctuación de fase disminuye y luego la SNR puede aumentar aún más. La Figura 4a muestra los espectros de CEO medidos con un analizador de espectros de RF, que se dividen en frecuencia por 1 (negro), 8 (azul) y 16 (rojo), respectivamente. Como resultado de dividir la frecuencia de la señal del CEO por 16, la SNR de la señal del CEO aumentó a más de 30 dB y el ancho de línea se redujo a menos de 100 kHz. La señal CEO dividida en frecuencia se bloqueó en la frecuencia de referencia de 20 MHz controlando la frecuencia central del LD con un circuito de retroalimentación y una señal de referencia de RF externa. Pudimos lograr un peine EOM bloqueado por el CEO con un espaciado de modo de 25 GHz en la región de longitud de onda de las telecomunicaciones, que se ha estandarizado en ITU-T. La Figura 4b muestra el ruido de fase del CEO medido con un analizador de fuente de señal con un piso de ruido bajo y medición de correlación cruzada (E5052B + E5053A, Keysight Technology). Sin el bloqueo del CEO, era difícil medir el ruido de fase a una frecuencia de compensación baja debido a la fluctuación de la frecuencia de la portadora. Con el bloqueo de CEO, se suprime el ruido de fase en frecuencias compensadas inferiores a 3 kHz. Esto significa que el ancho de banda del bucle de realimentación corresponde a unos 3 kHz. A continuación, comparamos el ruido de fase con el bloqueo del CEO entre el peine EOM y un láser de fibra dopado con Er bloqueado en modo disponible comercialmente. Descubrimos que el nivel del ruido de fase con el peine EOM es idéntico al del láser de fibra dopada con Er bloqueado en modo en frecuencias de desplazamiento inferiores a 3 kHz. También comparamos la desviación de Allan de las señales del CEO con el bloqueo del CEO entre ellas y descubrimos que la desviación de Allan con el peine EOM es casi la misma que con el láser de fibra dopado con Er bloqueado en modo (ver Fig. 4c). El círculo rojo y la línea de puntos muestran la desviación de Allan medida para la frecuencia CEO dividida por 32 y la desviación de Allan calibrada para la frecuencia CEO con el peine EOM. En esta configuración experimental, la SNR de la señal del CEO no es lo suficientemente alta, medimos la desviación de Allan usando la frecuencia de la señal del CEO dividida por 32. Si se puede aumentar la SNR de la señal del CEO, el peine EOM podría estabilizarse sin división de frecuencia. .

(a) El gráfico de la izquierda muestra los espectros de CEO medidos con un analizador de espectros de RF, que se dividen en frecuencia por 1 (negro), 8 (azul) y 16 (rojo), respectivamente. El gráfico de la derecha muestra la dependencia de la división de frecuencia de la SNR de la señal del CEO. (b) Ruido de fase del CEO medido con (rojo) y sin (azul) el bloqueo del CEO usando el peine EOM. Comparamos el ruido de fase con el bloqueo del CEO utilizando un láser de fibra de modo bloqueado disponible comercialmente (verde). (c) Desviación de Allan medida de la señal del CEO con el bloqueo del CEO del láser de fibra de modo bloqueado disponible comercialmente (verde). El círculo rojo y la línea de puntos muestran la desviación de Allan medida para la frecuencia de CEO dividida por 32 y la desviación de Allan calibrada para la frecuencia de CEO, que se divide en frecuencia por 1 [ver una línea negra en (a)] con el peine EOM. La desviación de Allan de la señal del CEO se muestra en el eje vertical, dividida por la frecuencia óptica central (modo número 0). El tiempo de puerta, que es el tiempo que el contador de frecuencia cuenta una señal, se muestra en el eje horizontal.

Demostramos un contador AOF óptico sin referencia que logra una precisión de doce dígitos debido a una reducción récord de ruido de fase en SG de microondas comerciales ampliamente utilizados. Este método sin precedentes puede medir directamente un AOF con una precisión de doce dígitos con un contador de frecuencia de RF simplemente enviando un láser de frecuencia desconocida a un modulador de fase sin depender de ninguna fuente de referencia óptica. Siempre que tengamos una señal de RF estándar y un contador de frecuencia de RF, es posible medir un AOF con alta precisión. Al aumentar el ruido de fase de la SG en la región de frecuencia óptica con un peine EOM y devolverlo a la SG, el ruido de fase de la SG se puede reducir considerablemente. En un futuro cercano se verá el lanzamiento de un servicio de entrega de tiempo que distribuye el tiempo con mayor precisión mediante el uso de un reloj de celosía óptica como reloj maestro y una red de fibra óptica. Nuestro método puede convertir fácil y directamente la información de sincronización de tiempo/fase grabada en el reloj óptico a una frecuencia de microondas con mayor precisión, y la técnica de sincronización de tiempo/fase con alta precisión tendrá un impacto extremadamente grande en los campos de aplicación del radar. sistemas1, 2, telecomunicaciones inalámbricas, transacciones de alta frecuencia5 y sistemas de energía eléctrica como redes inteligentes9.

Nuestro sistema láser genera un tren de pulsos de 25 GHz. Utilizamos dos tipos de fuentes de láser semilla. Uno es un láser de ancho de línea angosto (consulte la sección "Introducción") con una longitud de onda central de 1542 nm y un ancho de línea de 1 Hz, que se estabiliza con una cavidad de referencia. El otro es un CW LD de funcionamiento libre (consulte la sección "Medición de AOF sin una referencia óptica"). La fase y la intensidad de la luz del láser de ancho de línea estrecho se modulan con ocho moduladores de fase convencionales impulsados por una señal de RF sinusoidal de un sintetizador de RF externo (oscilador YIG) a una frecuencia de modulación de 25 GHz (ver onda sinusoidal naranja en la Fig. 1a). La parte lineal del chirrido hacia abajo se comprime luego en un tren de pulso corto al propagarlo en medios dispersivos. El índice de modulación aplicado obtenido con los moduladores de fase es de 32 π. El ancho de banda espectral es de alrededor de 39 nm. A continuación, es necesario aumentar la energía del pulso láser. Reducimos el ruido ASE con una cavidad de filtro44, que tiene una cavidad Fabry-Pérot de baja delicadeza (~ 1000) para permitir que la luz se transmita en un amplio ancho de banda de frecuencia. Y dado que la potencia de salida promedio del EDFA es limitada, usamos una puerta óptica para aumentar la intensidad máxima del pulso amplificado. Luego amplificamos el pulso óptico a una tasa de repetición de 1,25 GHz a 1 W. Finalmente, el bloque de vidrio puede comprimir el pulso chirrido en el espacio libre. Estimamos que el ancho del pulso después del bloque de vidrio es de 142 fs a 1,25 GHz.

Generamos un espectro SC de más de 2/3 de octava de ancho mediante el uso de una fibra altamente no lineal de 40 cm de largo con energía de pulso láser de 0,8 nJ. Por lo tanto, la señal de CEO se puede medir mediante la interferencia de luz de segundo y tercer armónico en la longitud de onda de 600 nm. Un SRI de 2f a 3f es útil para estabilizar una frecuencia CEO que tiene solo un ancho de banda de 2/3 de octava del espectro SC. Para detectar la señal del CEO en el SRI de 2f a 3f con alta eficiencia, fabricamos una guía de ondas de cresta DP-PPLN43, que consta de dos segmentos integrados monolíticamente con diferentes tamaños de paso de coincidencia de fase cuasi (QPM). Dado que podemos reducir la reflexión de Fresnel y las pérdidas de acoplamiento mediante el uso de esta guía de ondas, podemos detectar la señal del CEO con alta eficiencia. Lo observamos con una SNR de aproximadamente 24 dB en un analizador de espectro de RF ajustado a un ancho de banda de resolución de 100 kHz. El ancho de línea de la señal del CEO es de 1 MHz. Encontramos que esta señal de CEO tiene una gran fluctuación de fase, porque la SNR se puede mejorar y el ancho de línea se puede reducir dividiéndolo por 32. Por otro lado, SG 2 genera una señal de referencia de 130 MHz. Las señales de CEO y SG 2 se dividen por 32. La diferencia de fase entre las señales de CEO y SG 2 se mide con el detector de fase dentro de SG 1. El voltaje en el VCO basado en oscilador YIG dentro de SG 1 se ajusta para obtener una diferencia de fase cero. Finalmente, el CEO se estabiliza en 130 MHz y la tasa de repetición se convierte en la frecuencia expresada como \(\frac{{f}_{s}-{f}_{ceo}}{{N}^{\prime}} \times \frac{25 GHz}{1,25 GHz}\)(ver texto principal, Fig. 3).

Los conjuntos de datos utilizados y/o analizados durante el estudio actual están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Descargar referencias

Reconocemos con gratitud al Prof. TW Hӓnsch y al Dr. Th. Udem del Max-Planck-Institute of Quantum Optics por sus útiles debates en el Ringberg Seminar. Este trabajo fue apoyado por JSPS KAKENHI Gant Números JP17H02803 y JP16H04379.

Atsushi Ishizawa

Dirección actual: Facultad de Tecnología Industrial, Universidad de Nihon, 1-2-1 Izumi-cho, Narashino, Chiba, 275-8575, Japón

Laboratorios de Investigación Básica NTT, Nippon Telegraph and Telephone Corporation, 3-1 Morinosato Wakamiya, Atsugi, Kanagawa, 243-0198, Japón

Atsushi Ishizawa, Kenichi Hitachi, Tomoya Akatsuka y Katsuya Oguri

Departamento de Ingeniería Electrónica, Universidad Denki de Tokio, 5 Senjyu-Asahi-cho, Adachi-ku, Tokio, 120-8551, Japón

Tadashi Nishikawa

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AI, TN, KH y TA realizaron los experimentos y analizaron los resultados. KO planeó y coordinó el proyecto. AI y TN escribieron el manuscrito con contribuciones de todos los autores.

Correspondencia a Atsushi Ishizawa.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Acceso abierto Este artículo tiene una licencia internacional Creative Commons Attribution 4.0, que permite el uso, el intercambio, la adaptación, la distribución y la reproducción en cualquier medio o formato, siempre que se otorgue el crédito correspondiente al autor o autores originales y a la fuente. proporcionar un enlace a la licencia Creative Commons e indicar si se realizaron cambios. Las imágenes u otro material de terceros en este artículo están incluidos en la licencia Creative Commons del artículo, a menos que se indique lo contrario en una línea de crédito al material. Si el material no está incluido en la licencia Creative Commons del artículo y su uso previsto no está permitido por la regulación legal o excede el uso permitido, deberá obtener el permiso directamente del titular de los derechos de autor. Para ver una copia de esta licencia, visite http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/.

Reimpresiones y permisos

Ishizawa, A., Nishikawa, T., Hitachi, K. et al. Contador de frecuencia óptica sin referencia óptica con precisión absoluta de doce dígitos. Informe científico 13, 8750 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-35674-8

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Recibido: 30 de diciembre de 2022

Aceptado: 18 de mayo de 2023

Publicado: 30 mayo 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-35674-8

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